Tema 1
Dispositivos de
Potencia
Regiones operativas de componentes
El Diodo de Potencia

Técnicas para mejorar la VBD.
V1 V 2
V1 V2
da
db
El Diodo de Potencia
R e citificadore s A lta
Te ns ión
Propós ito G e ne ral
R e cupe ración rápida
D iodos S chottk y
Zé ne r de Pote ncia
V máx
30K v
Imáx
0.5A
V dire cto
10V
T conm ut
100n
A plicacione s
A lta tens ió n
5K v
3K v
120v
300v
10K A
2K A
300A
75W
0,7 a 2,5V
0,7 a 1,5V
0,2 a 0,9V
25u
< 5u
30n
Rectific adores a 50H z
C ircuitos conm utados
C ircuito s conm utados BT
Referenc ias de tens io nes
El Diodo de Potencia

Características de catálogo:

Tensión inversa de trabajo, VRWM= máxima tensión inversa que puede soportar
de forma continuada sin peligro de avalancha.

Tensión inversa de pico repetitiva, VRRM= máxima tensión inversa que puede
soportar por tiempo indefinido si la duración del pico es inferior a 1ms y su
frecuencia de repetición inferior a 100Hz.

Tensión inversa de pico único, VRSM= máxima tensión inversa que puede soportar
por una sola vez cada 10 ó más minutos si la duración del pico es menor a 10ms.
Características Dinámicas
Pérdidas en los diodos
Diodo Schottky de potencia
BJT de potencia
Definición de corte: Cuando se aplica una tensión VBE ligeramente negativa
para que
I
E
0;
I
C
I
B
I
C0
Funcionamiento del BJT. Zona
activa
Funcionamiento del BJT. Cuasisaturación
El límite de la zona activa se alcanza cuando VCB=0
Funcionamiento del BJT.
Saturación.
Funcionamiento del BJT.
Ganancia
BJT en conmutación. Corte
BJT en conmutación. Saturación
BJT en conmutación. Potencia
disipada.
P ON
1
OF F
P conducci ón
6
.V CC . I Cmáx .
V CEsat . I C.
t
T
tr
t
T
f
Circuitos de excitación de transistores bipolares.

Dispositivo controlado por corriente.

Tiempo de puesta en conducción depende de la rapidez con la
que se inyecte las cargas necesarias en la base del transistor.

Velocidades de conmutación de entrada se pueden reducir
aplicando inicialmente un pico elevado de corriente de base y
disminuyendo la corriente hasta la necesaria para mantener el
transistor en conmutación. Igualmente se necesita un pico de
corriente negativa en el apagado.
Excitación en función a la
posición de la carga
Esquema ejemplo.
Formulación.
Cuando la señal pasa a nivel alto
R2 estará cortocircuitada
inicialmente. La corriente de base
inicial será IB1.
Cuando C se cargue, la corriente
de base será IB2.
Se necesitará de 3 a 5 veces la
constante de tiempo de carga del
condensador para considerarlo
totalmente cargado.
La señal de entrada pasa a nivel
bajo en el corte y el condensador
cargado proporciona el pico de
corriente negativa.
I B1 
IB2 
Vi  V B E
R1
Vi  V B E
R1  R 2
 R1 . R 2
  R E .C  
 R1  R 2

 .C

Forma de onda de la IB
Comparación de IB con y sin L
Ejemplo.
• Diseñar un circuito de excitación de un BJT (TIP31C). Que tenga un
pico de 1A de corriente de base y de 0.2A en conducción. La tensión
de excitación es de 0 a 5V, cuadrada, con un ciclo de trabajo del
50% y una frecuencia de conmutación de 25Khz.
I B1 
IB2 
Vi  V B E

R1
5 1
R1
Vi  V B E
R1  R 2

 1 A  R1  4 
5 1
4  R2
 0, 2 A  R 2  16 
 R1 . R 2 
20 u
 4.16 
.
C

.
C

 C  1, 25 uF



5
 4  16 
 R1  R 2 
  R E .C  
Simulación del ejemplo
Potencias perdidas en ambos casos
Enclavador Baker
•
•
•
•
Se usa para reducir los tiempos de conmutación del transistor bipolar.
Mantiene al transistor en la región de cuasi-saturación.
Evita que VCE sea muy baja.
Las pérdidas son mayores.
1csn
V
0
D
V

V

n
.
V

V
C
E
B
E
D D
s
Darlington
Incrementar la Beta del
transistor equivalente, con
el fin de mejorar la
excitación
MOSFET. Curvas características.
zona de satur ación , V GS
zona óhmica , V GS
VT
VT
V DS i D
V DS , i D
k
W
L
k
2
.
k.
W
L
L
V GS
VT
2
2
. V GS
1
R D S ON
W
V GS V T
V T .V
V DS
DS
2
Diodos en antiparalelo asociados
Efecto de las capacidades
parásitas en VG
El efecto de la conmutación de otros dispositivos puede provocar variaciones importantes en
la tensión de puerta debido al acoplamiento capacitivo parásito.
Cuanto menor sea RG, menos se notará este efecto
Apagado y encendido en un MOSFET
Características dinámicas
P ON
1
OF F
P conducci ón
6
.V CC . I Dmáx .
2
I D . r DS
ON
.
t
T
tr
t
T
f
Circuitos de excitación de MOSFET

Es un dispositivo controlado por tensión.

Estado de conducción se consigue cuando la tensión puerta-fuente
sobrepasa la tensión umbral de forma suficiente.

Corrientes de carga son esencialmente 0.

Es necesario cargar las capacidades de entrada parásitas.

Velocidad de conmutación viene determinada por la rapidez con que la
carga de esos condensadores pueda transferirse.

Circuito de excitación debe ser capaz de absorber y generar corrientes
rápidamente para conseguir una conmutación de alta velocidad.
Carga de las capacidades parásitas
Diferencias de excitación con
el BJT
Detalles
Detalles
Ejemplo
• Calcular la excitación de un Mosfet
de potencia que tiene las siguientes
características:
–
–
–
–
VTH=2 a 4V.
VGSmáx=20V
VDSmáx=100V
Capacidades parásitas= las de la figura.
• Se precisa que el Mosfet conmute al
cabo de 50ns o menos. Si la tensión
de excitación es de 12V y la de
alimentación es de 100V calcular la
corriente necesaria y la RB que la
limite.
Solución
•
Vemos que las capacidades de entrada y salida a más de 60V es de
300pF y 50pF respectivamente. Como ambas se tienen que cargar,
necesitaremos:
I D G  CD G .
IG  C GS .
dV D G
 50 pF .
dt
dV G S
dt
Total  148 m A
100V  12V
 88 m A
50 ns
 300 pF .
12V  2V
50 ns
 60 m A
Circuito propuesto.
RB 
12V
 4V 
148mA
 54 ; 50  normalizado
Simulación.
Funcionamiento del SCR.
Característica estática del SCR
Mecanismo de cebado.
Curvas V e I del SCR durante
conmutación.
Formas de provocar el disparo en
un SCR
• Corriente de puerta.
• Elevada tensión ánodo-cátodo.
• Aplicación de Vak positiva antes de que el bloqueo haya
terminado.
• Elevada deriva Vak.
• Temperatura elevada.
• Radiación luminosa.
Autodisparo
Autodisparo
Disparo normal
TRIAC
TRIAC. Característica estática
Cuadrantes de disparo del TRIAC
Disparo de un triac.
Formas alternativas de disparo
Circuitos auxiliares
Ejemplo de V e I en una aplicación
Circuito equivalente del IGBT
IGBT. Curva característica
Características de conmutación.
Valores límites del IGBT
Capacidades parásitas en un
IGBT
Característica estática del GTO
Funcionamiento del GTO
I
IG
A
2
OF F
OF F
1
2
1
Formas de onda de IG
Para entrar en conducción se necesita una subida rápida y valor IG suficientes.
Se mantiene una Igon
Para cortar se aplica una IG negativa muy grande.
Debe mantenerse una VG negativa para evitar que conduzca de forma espontánea
Circuito de excitación de puerta
del GTO
Conmutación del GTO
Encendido por corriente positiva.
Apagado del GTO por corriente
negativa
Comparación entre los dispositivos de
potencia
UJT
El transistor uniunión (UJT, unijunction transistor) es un dispositivo de conmutación del tipo
ruptura. Sus características lo hacen muy útil en muchos circuitos industriales, incluyendo
temporizadores, osciladores, generadores de onda, y más importante aún, en circuitos de control
de puerta para SCR y TRIACs.
Cuando el voltaje entre emisor y base1 Veb1, es menor que un cierto valor denominado voltaje de
pico, Vp, el UJT está CORTADO, y no puede fluir corriente de E a B1 (Ie=0). Cuando Veb1
sobrepasa a Vp en una pequeña cantidad, el UJT se dispara o CONDUCE. Cuando esto sucede, el
circuito E a B1 es prácticamente un cortocircuito, y la corriente fluye instantáneamente de un
terminal a otro. En la mayoría de los circuitos con UJT, el pulso de corriente de E a B1 es de corta
duración, y el UJT rápidamente regresa al estado de CORTE.
UJT. Circuito equivalente.
VBB : Tensión interbase.
rBB : Resistencia interbase
VE : Tensión de emisor.
IE : Intensidad de emisor.
VB2 : Tensión en B2, (de 5 a 30 V para el UJT
polarizado).
VP : Tensión de disparo
IP : Intensidad de pico (de 20 a 30 µA.).
Vv : Tensión de valle de emisor Iv : Intensidad
valle del emisor. VD : Tensión directa de saturación
del diodo emisor (de 0,5 y 0,7 V).
µ : Relación intrínseca (de 0,5 a 0,8)
r BB
r B1
r B2
r B1
r B1
VP
V R1
r B2
V
D
UJT. Funcionamiento
El transistor monounión (UJT) se utiliza generalmente para generar señales de disparo en los SCR. En la figura se
muestra un circuito básico de disparo UJT. Un UJT tiene tres terminales, conocidos como emisor E, base1 B1 y base2
B2. Entre B1 y B2 la monounión tiene las características de una resistencia ordinaria (la resistencia entre bases rBB con
valores en el rango de 4.7 y 9.1 K). Cuando se aplica el voltaje de alimentación Vs, se carga el condensador C a través de
la resistencia R, dado que el circuito emisor del UJT está en circuito abierto. La constante de tiempo del circuito de carga
es T1=RC. Cuando el voltaje del emisor VE, llega a un valor pico Vp, se activa el UJT y el capacitor se descarga a través
de RB1 a una velocidad determinada por la constante de tiempo T2=RB1C. T2 es mucho menor que T1. Cuando el
voltaje del emisor VE se reduce al punto del valle Vv, el emisor deja de conducir, se desactiva el UJT y se repite el ciclo
de carga.
El voltaje de disparo VB1 debe diseñarse lo suficientemente grande como para activar el SCR. El periodo de oscilación,
T, es totalmente independiente del voltaje de alimentación Vs y está dado por:
T
RC ln
1
1
PUT.
El transistor monounión programable (PUT) es un pequeño
tiristor con el símbolo de la figura. Un PUT se puede utilizar
como un oscilador de relajación, tal y como se muestra. El
voltaje de compuerta VG se mantiene desde la alimentación
mediante el divisor resistivo del voltaje R1 y R2, y determina
el voltaje de disparo Vp. En el caso del UJT, Vp está fijado
por el voltaje de alimentación, pero en un PUT puede variar
al modificar el valor del divisor resistivo R1 y R2. Si el
voltaje del ánodo VA es menor que el voltaje de compuerta
VG, se conservará en su estado inactivo, pero si el voltaje de
ánodo excede al de compuerta más el voltaje de diodo VD,
se alcanzará el punto de disparo y el dispositivo se activará.
La corriente de pico Ip y la corriente de valle Iv dependen de
la impedancia equivalente en la compuerta RG =
R1R2/(R1+R2) y del voltaje de alimentación en Vs. En
general Rs está limitado a un valor por debajo de 100 Ohms.
T
RC ln 1
R2
R1
Aplicación con UJT
RT (resistencia de carga de CT): De
ellos depende la frecuencia de
oscilación.
UJT: Proporciona el impulso VOB1 a
la puerta del SCR.
R1: Proporciona un paso a la corriente
de base del UJT (IBB) antes de
dispararlo. Evita que IBB circule por
la puerta del SCR produciendo un
disparo indeseado.
Valor: El necesario para que VGK esté
por debajo de la mínima tensión de
disparo.
R2: Estabiliza el funcionamiento del
dispositivo frente a aumentos de
temperatura.
Aplicación con UJT
V BB
R T máx
V
R T mín
T
BB
R T máx
VV
RT
R T mín
IV
R T . C T . ln
R 1 máx
VP
IP
1
1
donde
r BB . V GK mín
V
BB
R2
VP
V
BB
100 a 300
DIAC
Diac (Diode Alternative Current): dispositivo bidireccional simétrico (sin
polaridad) con dos electrodos principales, MT1 y MT2, y ninguno de control.
Su estructura es la representada. En la curva característica tensión-corriente se
observa que: V(+ ó ) < VS ; el elemento se comporta como un circuito
abierto. V(+ ó ) > VS; el elemento se comporta como un cortocircuito. Se
utilizan para disparar esencialmente a los triacs.
Otros dispositivos de disparo
Optoacopladores
También se denominan optoaisladores o dispositivos de acoplamiento óptico. Basan su funcionamiento en
el empleo de un haz de radiación luminosa para pasar señales de un circuito a otro sin conexión eléctrica.
Fundamentalmente este dispositivo está formado por una fuente emisora de luz, y un fotosensor de
silicio, que se adapta a la sensibilidad espectral del emisor luminoso.
Optoacopladores
Optoacopladores
Circuito con optoacopladores
Acopladores Inductivos
Circuito Equivalente
Ejemplo de acoplo inductivo
Problemas generados por el calor
Tiempo medio entre fallos para diversos semiconductores. MIL-HDBK-217
Producción de calor
Resistores:
PR  Vm.Im
Capacitores:
P

0
,5
.

.
C
.
Vs
.e
n
2

t
C
2
M
Inductores:
P

0
,5
.L
.I
.

.s
e
n
2

t
L
M
2
P
6
,5
1
.f .B
c
o
re
m
á
x
n
m
Transferencia de calor
Transferencia de calor
qc = flujo de calor por convección desde la superficie.

hc = coeficiente de transferencia de calor de convección.
Convección
qc
T 
hc . A s
As = superficie de transmisión de calor.
q = flujo de calor por conducción.
L = longitud de conducción.
T 
q .L
Ac = área transversal de conducción.
k . Ac
k = coeficiente de conductividad térmica del material.
T = diferencia de temperaturas.

Conducción
coeficiente de emisividad (0 a 1)
4
4
Constante de Stefan-Boltzmann
q


.

.FA
. T
T
r
1
,2 1
2
= área de radiación
T1 y T2 = diferencias de temperatura superficial
F1,2 = factor de diferencia entre las dos superficies de los
diferentes cuerpos
Conductividad térmica
Resistencias térmicas
Resistencias térmicas

T
P
.
R
1
,2
T
h
1
,2
Impedancia térmica
Comportamiento dinámico
Disipadores
Transitorios en las líneas de alimentación
Topología de protección
Componentes para protección
Características
Circuitos de protección
a) Protección en líneas equilibradas de
comunicaciones.
b) Protección contra descargas en antenas.
Insuficiente protección de componentes
posteriores.
c) Gran capacidad de absorción de corriente. Ideal
para líneas de red.
d) Circuito mejorado. El inductor permite la
conmutación de sobrecorriente del varistor al
descargador.
e) Evita la corriente de seguimiento de la red.
f)
También evita la corriente de seguimiento de la red,
pero mejora el anterior.
Circuitos de protección
g) Dobla la capacidad energética de
limitación de sobretensiones.
h) Igual que el anterior pero más rápido.
i) Ideal para líneas de comunicaciones,
es mejor que el circuito “d”, pero
peor cuando los impulsos de
sobretensión tienen una pendiente
lenta.
j) El automatismo sirve para evitar que
el varistor quede cortocircuitado en
caso de envejecimiento.
k) Circuito básico de protección en
modo común.
Protecciones contra excesos eléctricos
Dispuestos de mayor a menor capacidad de disipación de energía y de menor a mayor
velocidad de respuesta.
Protecciones para red
El primero es un circuito básico
que puede proteger una línea de
red en modo diferencial y en
modo común.
El segundo es un circuito de
protección en modo común con
tres escalones. Puede quedar un
cierto nivel de tensión
diferencial.
El tercero es un circuito
completo de protección en modo
común y en modo diferencial.
Protecciones para líneas de entrada de
datos.
Protecciones para líneas de entrada de
datos.
Protecciones con diodos supresores de
sobretensiones.
Protecciones con diodos supresores de
sobretensiones.
Protecciones terciarias contra
sobretensiones de alta frecuencia.
Protección de alta seguridad.
Filtros de red comerciales
Protección contra transitorios.
Snubbers
IL
P
iv
Circuito de protección de transistor
ILs
D
C
L
v
i
P
P
v
v
i
i
P
Pérdidas en función a C
Formulación.
2
 1 t I Lt
I Lt
dt 
..................................0  t  t f
 0
C
tf
2C tf

1 t
I Lt f
I

V C  t     I L dt  vc  t f   L  t  t f  
.... t f  t  tx
tf
C
C
2
C

V S ..................................................................t  tx


Si la corriente del interruptor llega a cero antes
de que el condensador se cargue por completo la
tensión del condensador se calcula a partir de la
primera ecuación, saliendo:
C 
I L .t f
2V f
El condensador se elige a veces de forma que
la tensión del interruptor alcance su valor
final al mismo tiempo que la corriente vale
cero
C 
I L .t f
2V S
Formulación.

Para calcular el valor de la resistencia, ésta se elige de forma
que el condensador se descargue antes de que el transistor
vuelva a apagarse. Se necesitan de 3 a 5 intervalos de tiempo
para que se descargue el condensador.
t
tO N f 5 R C , R 
W 
1
2
1
PR  2
ON
5C
2
C VS
2
CVS
T

1
2
2
C VS f
Formulación.

Las pérdidas en el transistor varían con el circuito que se añade. La
primera fórmula se refiere a las pérdidas en el transistor sin circuito
de protección.
PQ 
1
PQ 
1
2
T
I LVS  t s  t f

T
0
f
vQ iQ dt  f

tf
0
 I t2 
L

I
 2C t  L
f 

2 2

I Lt f f
t 
1 
 dt 

t f 
24 C

Comparación sin y con snubber.
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