Transistores Bipolares
Electrónica I
Contenido
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Principios físicos
Modelos de Ebers-Moll
Estado activo directo
Estados de corte y saturación
La recta de carga
Transistor pnp
Análisis del punto Q
Contenido (continuación)
• Modelo estático SPICE del transistor
bipolar
• Efectos de segundo orden
• Modelo dinámico del transistor
• La conmutación del transistor
• Modelo dinámico SPICE del transistor
bipolar
• Fabricación de CI
Introducción
Los transistores de unión bipolares o bipolares tienen
aplicaciones en electrónica analógica y digital.
En electrónica analógica sus funciones son: amplificar
señales, generar tensiones de referencia, proporcionar energía,
proteger de sobrecalentamiento, etc.
En electrónica digital sus funciones son: interruptores
controlados por corriente, memorias digitales, etc.
Construcción
El transistor bipolar se construye como un emparedado de tres
regiones, tipo n, p, y n (o p, n, p). La base tipo p(n) se
empareda por el emisor y el colector tipo n(p).
Transistor npn
Emisor
E
n
Transistor pnp
Base
Colector
p
n
Emisor
C
E
p
B
E
Colector
n
p
C
B
C
B
Base
E
C
B
Polarización en zona activa
La unión de emisor y base se polariza directamente y la
unión base colector se polariza inversamente.
Emisor
Base
Colector
E
E
n
p
n
C
C
B
B
Potencial de los electrones
Corrientes en el transistor
continuación
iE – corriente total de emisor
iB – corriente total de base
iC – corriente total de colector
g iE– corriente de electrones inyectados a la base
at(g iE) = aF iE – fraccíón de corriente de electrones
inyectados que llegan al colector.
at – factor de transporte
Modelo de Ebers-Moll
aRiDC
aFiDE
iE
La corriente en el
colector es:
iC
iB
iDE
iC  a F iDE  iDC
iDC
Sustituyendo

iC  a F I ES evBE
VT


VT
1

VT
1
1  ICS evBC

Similarmente para el emisor

iE  I ES evBE
VT

1  a R ICS evBC

Continuación
a F I ES  a R I CS  I S
La ley de reciprocidad establece que:
Donde aF es la alfa directa y aR es la
alfa inversa.
Sustituyendo en las ecs. anteriores

iC  I S e
iE 
IS
aF
vBE VT
e

1 
vBE VT

IS
aR
e

vBC VT
 1  I S evBC
VT

1

1
Estados del transistor
Los estados del transistor se pueden resumir en la
siguiente tabla:
Polarización de las uniones
Estado
Base emisor
Base colector
Activo directo
Directa (vBE > Vg)
Inversa (vBC < Vg)
Transistor inversoInversa (vBE < Vg)
Directa (vBC > Vg)
Cortado
Inversa (vBE < Vg)
Inversa (vBC < Vg)
Saturado
Directa (vBE > Vg)
Directa (vBC > Vg)
continuación
vBC
Saturación
Activo inverso
0.5
0
0
Corte
vBE
0.5
Activo directo
Estado activo directo
En el amplificador de emisor común la fuente en el circuito de base
polariza directamente a la unión base-emisor y una fuente de mayor
tensión polariza inversamente la unión base-colector. El voltaje vBE
deberá ser mayor que la tensión de codo y los términos que llevan vBE
son mucho mayores que 1. La tensión vBC es mucho menor que la
tensión de codo, las exponenciales que incluyen vBC son mucho menores
que 1. Las ecuaciones de Ebers-Moll quedan como:
iC  I S e
vBE VT

IS
aR
iE 
IS
aF
evBE
VT
 IS
El segundo término es mucho más pequeño que el primero, simplificando
llegamos a:
iC  a F iE
Características de transferencia
aF
De la ley de Kirchhoff de corrientes se llega a: iC 
iB
1aF
aF
Definimos la beta directa del transistor como:
F 
1aF
Entonces:
iC  β F iB
y iE  β F  1iB
Es fácil mostrar que la ecuación de entrada en emisor común
es:
iB 
IS
a F  F  1
e vBE
VT
Configuración de base común
En la configuración de base común la terminal de la base del transistor es
común al circuito de entrada (izquierda) y al de salida (derecha).
Las fuentes se etiquetan repitiendo el nombre de la terminal a la cual están
conectadas.
IE
IC
E

+
VEE
n
IB
p
n
C
B

VCC
+
Características de entrada en Base
común
Las características de entrada en
base común relacionan la corriente
de emisor IE, con el voltaje en la
unión de emisor-base VBE para
diferentes valores del voltaje de
salida VCB.
Para considerar que un transistor
está encendido supondremos VBE =
0.7V
Características de salida
Las características de salida en base común relacionan la corriente de colector
IC, con el voltaje en la unión de colector-base VCB para diferentes valores de la
corriente de entrada IE.
Aquí se distinguen las diferentes regiones de operación.
Corriente de saturación inversa ICBO
Esta es la corriente que circula en la unión base-colector cuando la
corriente de emisor es igual a cero.
a del transistor
La alfa en corriente directa se define como
a dc 
IC
IE
Los valores típicos son de 0.9 a 0.998.
Si el punto de operación se desplaza sobre la curva
característica, se define la alfa de corriente alterna
I C
a ac 
I E
VCB  constante
Los valores típicos de aac son prácticamente iguales adc.
El transistor como amplificador
Considere la siguiente red donde se ha omitido la polarización.
Ii
Vi = 200 mV
IL
E
Ri
p
n
p
C
B
20 Ohm
R
+
VL
5k Ohm

Ii = 200mV/20 = 10 mA
IL = Ii = 10 mA
VL = IL RL = (10mA)(5k Ohm) = 50 V
Ganancia de voltaje = VL/Vi = 50V/200mV = 250
Configuración de emisor común
Configuración de emisor común para transistores npn y pnp.
Características de entrada en Emisor
común
Las características de entrada en
emisor común relacionan la corriente
de emisor IE, con el voltaje en la
unión de emisor-base VBE para
diferentes valores del voltaje de
salida VCE.
Características de salida
Las características de salida en emisor común relacionan la corriente de colector
IC, con el voltaje en la unión de colector-base VCB para diferentes valores de la
corriente de entrada Ib.
Aquí se distinguen las diferentes regiones de operación.
Corrientes en emisor común
De las corrientes del transistor tenemos:
IC = aIE + ICBO
Pero IE = IC + IB, sustituyendo,
IC = aIC + aIB + ICBO
Reordenando
IC 
aI B I CBO

1a 1a
Definimos ICEO = ICBO/(1 – a)
con IB = 0
Ejemplo
 del transistor
Definimos la b de corriente continua como
 dc 
IC
IB
Suele tener un valor de entre 50 a 400. En las hojas de datos
se especifica como hFE.
La  de ac se define como
 ac 
I C
I B
VCE  constante
En las hojas de datos se especifica como hfe.
Ejemplo
 ac 
I C
I B

VCE  constante
I C2  I C1
I B2  I B1
3.2m A 2.2m A 1m A

 100
30A  20A 10A
I
2 .7 m A
 dc  C 
 108
IB
25A

Relación entre a y 
Dado que a = IC /IE y = IC /IB y además IE = IC + IB, es fácil
mostrar que

a
1a
Además se puede mostrar que
ICEO = ICBO
IC = IB
IE = (  1IC
a

1 
Configuración de colector común
La impedancia de entrada de esta configuración es alta y la de
salida es baja.
Las características de salida son las mismas que las de emisor
común reemplazando IC por IE. Las características de entrada son
las mismas que para emisor común.
E
E
IE
p
IB
B
C
IC
p
B
VEE
p
VBB
n
IB
n
IE
VEE
n
VBB
C
IC
Límites de operación
En las hojas de datos de los
transistores se especifica la
corriente máxima del
colector y el voltaje máximo
entre emisor y colector VCEO
o V(CEO).
La potencia de disipación
máxima se defino por:
PCmax = VCEIC
Se debe cumplir:
ICEO < IC < ICmax
VCEsat < VCE < VCEmax
ICEIO < PCmax
Hojas de datos
2N4123
Encapsulados
TO-92
TO-18
TO-39
TO-126 TO-220
TO-3
Construcción
Modelo de emisor común
Modelo de gran señal para el transistor en emisor común
B
C
iB
FiB
vBE
E
Almacenamiento de cargas
minoritarias
La concentración de electrones
en la unión base-emisor es:
ni2 vBE
n0 
e
Na
Sustituyendo el factor exponencial
ni2
n0
pendiente

iC
W
WN a I s
VT
n(x)
La pendiente de esta curva es
proporcional a la corriente de
colector
ni2 vBE
n0
pendiente

e
W
WN a
n(0)
VT
Emisor
Base
Colector
x
Estados de corte, saturación y
activo inverso
Zonas de funcionamiento para los cuatro estados del transistor sobre las
curvas características de salida.
iC
IB1
Saturación
IB3
IB4
IB=0
Corte
Activo
inverso
IB4
IB3
IB2
IB1
Activo
directo
IB2
vCE
VCE,sat= 0.2
Corte
Saturación
Corte y saturación
En la región de corte las corrientes del
transistor son cero. Si se considera los
efectos de la temperatura, habrá que
incluir la corriente inversa de saturación
entre colector y base.
C
ICB0 C
B
B
E
En saturación el transistor no funciona como
fuente de corriente controlada por corriente.
Cuando está saturado iB  iC.
E
B
C
iB
iC
0.7 V
0.2 V
E
Funcionamiento activo inverso
aR
R 
1aR
En este caso la corriente de emisor es -RiB, donde
Por la ley de Kirchhoff
iC  iE  iB   R  1iB
Dado que R + 1 << F, las curvas en el tercer cuadrante están menos
separadas que en las del primer cuadrante.
C
iC
VBC=
0.7 V
iB
RiB
B
E
La recta de carga
La recta de carga es una ayuda para obtener las corrientes y tensiones de un
dispositivo cuando está descrito pos sus curvas características. Las variables de
entrada deben cumplir dos restricciones simultáneamente.
La característica de entrada iB y vBE debe estar en algún punto de la curva no
lineal. La otra condición es la impuesta por el circuito externo.
La recta de carga pasa por los puntos (vBE, iB)=(VBB, 0) y (vBE, iB)=(0, VBB/RB).
iB μA
+
RC
iB
+
VBB

+
RB vBE 

iC
+
vCE

VCC
50
40
30
20
10
0
Punto Q
Recta de carga
de entrada
-1
0.7
RB
VBB
vBE
Recta de carga (continuación)
iC(mA)
6
iB μA
5
50
40
30
20
10
0
VCC/RC 4
iB=60A
iB=50A
iB=40A
iB=30A
3
Q
iB=20A
2
0.5 0.7
VBB
vBE
iB=10A
1
0
1 2 3 4 5
Caida de
tensión en el
transistor
6 7
Caida de
tensión en la
resistencia
8VCC
VCE
(voltios)
Recta de carga de saturación
+
2kW
iB
+
VBB
120kW
vBC

 +
+

Para el circuito de la figura:
iC
+
iB 
8V
vCE
vBE 

VBB  0.7
120 k
iB
1
2
3
Cuando la base alcanza 39A, el
transistor alcanza la saturación.
iB ,EOS  39A 
VBB,EOS  0.7
120k
Vg 0.7
VBB
vBE
Una medida cuantitativa de saturación es la beta forzada, definida para el
transistor saturado por
i
 forzada  C
iB transistor saturado
iC(mA)
iC
iB=60A
6
iB=IB
iB=50A
5
iB=40A
4
IB
iB=30A
3
iB=20A
2
Incremento
de VBB
1
iB=10A
0
1 2 3 4 5
VCE,sat= 0.2
6 7
8
IC
vCE
vCE
Almacenamiento de cargas en un
transistor saturado
n
La concentración de carga de minoritarios es
la superposición de concentraciones
individuales creadas por los incrementos
idénticos de vBE y vBC.
Límite del
valor de
saturación
QT = QFA + QS
Emisor
Base
Colector
n
n
Inyección
del emisor
Inyección del colector
QFA
QS
Emisor
Base
Colector
Emisor
Base
Colector
Transistor pnp
iE
E
iC
p
p
n
iE
C
iC
C
E
iB
iB
B
B
aRiDC
aFiDE
iE
iC
iDE
iB
iDC
Configuración de emisor común
iB
Características de entrada y salida:
iC
+
iB
-0.7
+
vBE
Entrada
vCE
vBE
iC(mA)
iE
iB
Salida
-0.2
vCE
Análisis del punto Q
B
C
B
C
iB
FiB
vBE
C
iB
B
iC
0.7 V
0.2 V
E
E
E
Zona activa
Zona de corte
Zona de saturación
Análisis del estado activo
Si el transistor trabaja en el modo activo directo, se puede sustituir
el transistor por su modelo activo de gran señal.
El análisis de beta infinita hace las siguientes suposiciones:
1.
VBE = 0.7 para npn y –0.7 para pnp.
2.
IB = 0
3.
IC = IE
Para niveles de corriente bajos es conveniente utilizar el SPICE.
Análisis cuando el estado es
desconocido
Análisis de circuitos con transistores de tres estados:
1.
Hacer una suposición razonada acerca del estado del transistor
2.
Hacer un diagrama del circuito, sustituir cada transistor por el modelo para
su supuesto estado.
3.
Analizar el circuito resultante para obtener valores de prueba asociadas con
cada modelo.
4.
Examinar las variables de prueba, buscando contradicciones al estado
supuesto.
5.
Si hay una contradicción, hacer una nueva suposición basada en la
información calculada y volver al paso 2.
6.
Cuando no haya contradicciones, las tensiones y corrientes calculadas a
partir del circuito equivalente se aproximan a las del circuito real.
Prueba de validez para los estados del transistor supuestos. Como el estado
activo inverso ocurre raramente, las pautas suponen primero funcionamiento en
el primer cuadrante donde el funcionamiento activo inverso no puede ocurrir.
Suponiendo funcionamiento activo directo:
1.
Sustituir por el modelo activo directo
2.
Si iB  0, suponemos corte.
3.
Si VCE  0.2, suponemos saturación.
Suponiendo corte
1.
Sustituir el modelo de corte
2.
Si VBE  0.5, suponer transistor activo
Suponiendo saturación
1.
Sustituimos por el modelo de saturación
2.
Si iB < 0, suponemos corte
3.
Si iC > FiB, suponemos funcionamiento activo directo
Modelo estático SPICE del
transistor bipolar
3
9
14
Notación
2
4
17
Texto
SPICE valores por defecto
F
BF
100
Q1 3 2 5 SAM
R
BR
1
Q2 9 4 7 SAM
IS
IS
1.0E-16
5
7
QOUT 12 17 14 JANE
.MODEL SAM NPN
.MODEL JANE PNP
12
5V
1
2 kW
2 kW
5
2
3
4
Q1
VS
5 kW
Q0
Ejemplo 4.9
Q1 4 2 3 SUE
Q0 5 4 0 SUE
VCC 1 0 DC 5
RC 1 5 2K
RB 4 0 5K
RS 1 2 2K
.MODEL SUE NPN BF=20
+ BR=5 IS=2.0E-14
VS 3 0 DC 0
*.DC VS 0.2 3.6 0.17
.DC VS 0.5 0.7 0.01
*.OP
.PLOT DC V(5)
.END
Efectos de segundo orden
La vida de los portadores minoritarios aumenta con la temperatura, por lo
tanto el valor de  aumenta alrededor de 7,000 ppm. La siguiente expresión
cuantifica esta variación
XTB
T 

T
 R
 T    TR 
XTB es el exponente de temperatura.
iB
T2 > T1
iC
iC
T= T2 > T1
iB3
T=T1
iB3
T1
iB2
iB2
vBE
0.7
ICE0
iB1
ICE0
vCE
iB1
vCE
Tensiones de ruptura
iC
iC
iE
iB
vCB
BVCB0
vCE
BVCE0
Modulación del ancho de base
C
C
VCE1
B
VCE2> VCE1
B
w1
E
w2
E
Efecto Early
Una consecuencia de la variación en el ancho de la base es el cambio en
las características de salida de emisor común. VA es llamada tensión Early.
La corriente de colector pasa a ser
 vCE
iC  f vCE , iB   1 
 VA
 
   iB
 
iC
1
r0
iB
-VA
vCE
El efecto Early aumenta la resistencia de salida del transistor r0 definida por:
i
1
 C
r0 vCE
Evaluando:
punto Q
1 1
 βI B
r0 VA
Cuando VCE << VA :
 V
I C  1  CE
 VA
De aquí:
r
VA
IC

 βIB  βIB

Realimentación interna
Una consecuencia de la modulación del ancho de base es la realimentación interna. Parte de
la tensión de salida se realimenta a través del transistor al circuito de entrada. Si
mantenemos la polarización base-emisor mientras aumentamos vCE de VCE1 a VCE2. La
corriente de base se hace más pequeña porque la recombinación en la base se reduce y es
necesario sustituir menos huecos en la base, como se muestra en la figura.
iB
Circuito equivalente, gF es el parámetro de
ganancia de tensión inversa. El efecto de
realimentación inversa de minimiza al dopar la
región de colector más pobremente que la de base.
iB
gF vCE
vCE
C
B
Incremento de
vCE
iB
vCE
0.7
F iB
vBE
0.7
vBE
0.7
E
Resistencia de base y colector
Existen tres resistencias parásitas en el transistor:
rb – resistencia de difusión de base. De unos 100 Ohms.
rc – resistencia óhmica del colector. De 10 a 100 Ohms.
re - resistencia óhmica del emisor. De 1 Ohms.
C
B
E
re
n
rb
rc
p
Sustrato
S
n
p
Modelo estático SPICE con efectos
secundarios
iC
rc
iDC
iB
aF iDC
roc
rb
iDE
aR iDC
re
iE
roe
Notación
Texto SPICE
IS
IS
F
BF
R
BR
rc
RC
rb
RB
re
RE
VA
VAF
VAR
XTB
XTB
Valores
por defecto
1E-16 A
100
1
0
0
0


0
Ejemplo de SPICE con efectos
secundarios
3V
EJEMPLO 4.11
VCC 2 0 DC 3
2
RB 2 3 690K
1.5kW
690kW
RC 2 1 1.5K
Q1 1 3 0 NTRAN
1
.MODEL NTRAN NPN BF=300 VA=90 XTB=1.7
.TEMP -40 -20 0 27 50 70 100 125
3
.OP
.END
VALORES OBTENIDOS CON SPICE
TEMPERATURA
IC
VBE
VCE
BETADC
-40.000
6.15E-04 8.54E-01 2.08E+00 1.98E+02
-20.000
7.15E-04 8.30E-01 1.93E+00 2.27E+02
0.000
8.21E-04 8.06E-01 1.77E+00 2.58E+02
27.000
9.76E-04 7.73E-01 1.54E+00 3.03E+02
50.000
1.12E-03 7.45E-01 1.32E+00 3.42E+02
70.000
1.25E-03 7.21E-01 1.13E+00 3.78E+02
100.000
1.46E-03 6.84E-01 8.10E-01 4.35E+02
125.000
1.65E-03 6.53E-01 5.29E-01 4.84E+02
Capacitancias parásitas
Las capacidades de deplexión y difusión están asociadas a la unión y limitan el funcionamiento a
alta frecuencia. En transistores en estado activo directo, la capacidad de deplexión es dominante
en la unión colector-base inversamente polarizada. En la unión base-emisor directamente
polarizada, son importantes tanto la capacidad de difusión como la de deplexión.
La capacidad de difusución de un transistor difiere de la de un diodo aislado debido a la estrecha
base. La distribución de minoritarios en la base es triangular. La carga almacenada es
1
nAW ni2 vBE
QFA  qA n0W 
e
2
2 Na
VT
Los electrones tardan un tiempo tT en atravezar la base (tiempo de tránsito  1ns para npn y
 30ns para pnp). Como este flujo constituye la corriente de colector
IC 
QFA
culom bios/ s
τT
Modelo dinámico del transistor
iC
rc
Cdif,S
S
iDC
aF iDC
Cdif,C
iB
Cdep,C
rb
iDE
aR iDC
re
iE
Cdif,E
Cdep,E
Interruptor estático
RL
isw
RL
VCC
RB
+
vsw

iC
isw
VCC
RL
Interruptor cerrado =
cortocircuito
Interruptor abierto =
circuito abierto
vsw
VCC
VCC
RL
+
vCE
VCC

iB
vC
iC
iB = IB
Cerrado
Abierto
iB=0
VCE,sat
VCC
vCE
Simulación del interruptor con
SPICE
EJEMPLO 4.12
VCC 4 0 DC 9
RL 4 1 800
RB 2 3 1K
QSW 1 3 0 SWITCH
.MODEL SWITCH NPN
+ BF=25
VC 2 0 PULSE(0 5 0.5E-6
+0 0 0.5E-6 2E-6)
.TRAN 0.02E-6 2E-6
.PLOT TRAN V(1)
.PROBE
.END
Conmutación dinámica
vC(t)
+9
VCC=9 V
2 kW
8.3 kW
-5
vo(t)
iC
vo
t
T
tf
tr
+9
+0.2
vC
iB
t
tD
tS
iB(t)
1mA
t
-iR
Estado de corte
transitorio
Estado inicial
VCC=9 V
Estado transitorio
activo
VCC=9 V
2 kW
VCC=9 V
2 kW
2 kW
vo
vo
+

8.3 kW
+
14V

5V
vo
8.3 kW

iB

+
8.3 kW 
9V
5V
+
+
9V
iB
1mA +

0.7
Transistor cortado con
condensadores
preparados para
alcanzar el equilibrio
de corte.
Estado de saturación
antes de que el
transistorse corte
Estado de saturación en
equilibrio
VCC=9 V
VCC=9 V
VCC=9 V
vo
0.5 V
vo

+
+

0.2
+
9V

vo
0.2
+

+
0.7
5V

0.7
5V
+
0.5V

Parámetros SPICE para el
modelo dinámico del transistor
Parámetros SPICE
Estáticos
Valor
por defecto
IS
1E-16 A
BF
100
BR
1
RC
0
RB
0
RE
0
VAF

VAR

XTB
0
Dinámicos
Valor
por defecto
CJE
0
VJE
0.785 V
MJE
0.33
CJC
0
VJC
0.75 V
MJC
0.33
CJS
0
VJS
0.75
MJS
0
TF
0
TR
0
Valores típicos en integrados
IS
BF
BR
RC
RB
RE
VAF
VAR
XTB
1E-16 A
200
2
200 W
200 W
2W
130 V
50 V
1.7
CJE
VJE
MJE
CJC
VJC
MJC
CJS
VJS
MJS
TF
TR
1.0 pF
0.7 V
0.33
0.3 pF
0.55 V
0.5
3 pF
0.52
0.5 V
0.35 ns
10 ns
Ejemplo de compuerta lógica
VCC=+4V
3
4 kW
2 kW
1
5
2
6
4
vI
4 kW
VBB
VM=
0V
8
7
vo