Capítulo 6: Diseño de
circuitos analógicos y
digitales
1.
Diseño para el control de las emisiones
2. Diseño con vistas a la inmunidad
David Reboredo Gil
Santiago Muíños Landín
Diseño para el control de las emisiones

Los circuitos digitales son importantes generadores de interferencia
electromagnética. Las ondas cuadradas de alta frecuencia se
distribuyen por todo el sistema.

Los circuitos analógicos son mucho más silenciosos debido a que las
ondas cuadradas no son una de sus características. Una excepción
importante son los circuitos de vídeo que transmiten señales de
hasta varios MHz.

También las fuentes de alimentación conmutadas de potencia son
una importante causa de interferencias en frecuencias bajas y
medias ya que, en esencia, es un oscilador de onda cuadrada de
alta potencia.
El espectro de Fourier

Dominio temporal y dominio frecuencial:

La mayoría de diseñadores están acostumbrados a trabajar en el
dominio temporal (como vemos en un osciloscopio). Pero una onda
que se repita la podemos representar en el dominio de frecuencias y
para ello se usa un analizador de espectro. La herramienta
matemática que permite analizar una forma de onda en un dominio
temporal, conocido en el dominio de la frecuencia es la
transformada de Fourier.
El espectro de Fourier

Elección de la familia lógica:

El daño en cuanto a las emisiones se hace por los flancos de
conmutación que tienen un tiempo de subida y bajada rápido lo cual no
es lo mismo que el retardo de propagación. Utilizar el tiempo de subida
más lento compatible con un funcionamiento fiable reducirá al mínimo
la amplitud de los armónicos de orden superior donde la radiación es
más eficaz.

Se debe utilizar la familia lógica más lenta que haga el trabajo es decir,
no utilizar lógica rápida cuando no sea necesario. Utilizar lógica rápida
sólo en donde las componentes del circuito tengan que funcionar a alta
velocidad. Sin embargo, la preferencia por la utilización de la lógica
lenta está en contra de las demandas de los técnicos de software para
conseguir mayor velocidad del proceso.
El espectro de Fourier


A nivel del chip, las corrientes parásitas que aparecen en las patillas se
pueden reducir al mínimo.
Los tiempos de transición se pueden optimizar en lugar de reducirlos.
Diseñando cuidadosamente el encapsulado, puede introducirse un
pequeño condensador de desacoplamiento tan cerca como se pueda
del chip, sin la inductancia del marco metálico interno que anula su
efecto. Además podemos usar la reducción de área de silicio ganada
con los avances en el diseño para colocar un condensador de
desacoplamiento de tamaño adecuado (de 1 nF de capacidad) sobre el
silício.
Radiación procedente de los circuitos lógicos

Radiación en modo diferencial:

La eficacia de radiación de un bucle pequeño es proporcional al cuadrado
de la frecuencia. Esta relación es válida hasta que la periferia del bucle se
aproxima a un cuarto de longitud de onda en cuyo punto la eficacia llega
al máximo. Superponiendo esta característica en la curva armónica
envolvente de una forma de onda trapezoidal se observa que las emisiones
en modo diferencial, debidas sobre todo a los bucles de corriente, serán
más o menos constantes con la frecuencia por encima de un punto de
ruptura determinado por el tiempo de subida. El coeficiente de Fourier
para la frecuencia fundamental F1 es 0,64 y por tanto la emisión a F1
será:
E = 20log10∙(119 ∙10-6(f2 ∙A ∙Ipk) dBμV/m
Radiación procedente de los circuitos lógicos

Al combinar los tiempos de subida y bajada conocidos y la
capacidad de corriente de salida parásita para una familia lógica con
el espectro de un trapezoide de Fourier en diferentes frecuencias
fundamentales, se puede calcular la emisión máxima radiada para
las diferentes áreas de bucle. En la tabla siguiente muestra la zona
máxima permitida para las familias lógicas y frecuencias de reloj. ΔI,
es la corriente de conmutación dinámica que se puede suministrar al
dispositivo para cargar o descargar la capacitancia del nodo. La
siguiente representación muestra emisiones de ondas trapezoides
digitales a través de diferentes trayectorias:
Radiación procedente de los circuitos lógicos
Radiación procedente de los circuitos lógicos

En cuanto a las implicaciones de diseño y construcción, para
frecuencias de reloj por encima de 30 MHz o para familias lógicas
rápidas, es importante trazar un plano de tierra ya que no podemos
restringir el área del bucle de ninguna otra forma. Esto no es
suficiente si utilizamos lógica rápida por encima de 30MHz. El área
de bucle introducida por las dimensiones del encapsulado del
dispositivo, excede los límites permitidos por lo que tendríamos que
apantallar y filtrar.

El cuadro anterior se refiere a un único bucle radiante. Para un
bucle n similar, la emisión es proporcional a n1/2.

No se debe pensar que si satisfacemos las condiciones del cuadro
anterior tendremos emisiones por debajo del límite ya que también
entran en juego las emisiones en modo común y este cuadro sólo
tiene en cuenta las emisiones en modo diferencial. Pero si no
satisfacemos el cuadro anterior se necesitará apantallado y filtrado
adicionales.
Radiación procedente de los circuitos lógicos

Radiación en modo común:

Este tipo de radiación se debe sobre todo a los cables y a las grandes
estructuras metálicas y aumenta a una velocidad linealmente
proporcional a la frecuencia. Hay dos factores principales que hacen
del acoplamiento en modo común la fuente principal de las emisiones
radiadas:
1.
La radiación de los cables es mucho más eficaz que la de un bucle
pequeño y por tanto se necesita una corriente en modo común más
pequeña para la misma intensidad de campo.
2.
La resonancia de cable normalmente se encuentra entre 30 y 100 MHz
y la radiación se intensifica para un cable corto.
Radiación procedente de los circuitos lógicos

Podemos hacer un cálculo similar al realizado para el modo diferencial.
Éste asume que el cable está impulsado por una tensión en modo común
desarrollada a través de una pista de tierra que forma parte de un circuito
lógico. La pista de tierra transporta la corriente ΔI que genera una tensión
de ruido diferencial VN de ΔI∙jw∙L entre la referencia de tierra y la conexión
del cable. Se permite un factor de -20 dB para la pérdida por acoplamiento
a la referencia de tierra. Se asume que la impedancia del cable es resistiva
de 150Ω y constante con la frecuencia y que las dimensiones de la placa
del circuito impreso son insignificantes comparadas con las dimensiones
del cable. Aquí tenemos un esquema del modelo:
Radiación procedente de los circuitos lógicos


Consecuencias de la longitud de pista:
La inductancia L es importantísima en cuanto al nivel de ruido. El cuadro que sigue tabula, igual
que antes, las longitudes de pista permisibles en función de la frecuencia del reloj y de la familia
lógica.
Radiación procedente de los circuitos lógicos

No se debe tomar muy en serio este modelo con fines de predicción puesto
que se han simplificado demasiados factores: se han omitido las variaciones
de la resonancia del cable y la impedancia con la frecuencia y la estructura,
las resonancias de pista y circuito y la autocapacitancia, y la resonancia y
variabilidad de la trayectoria de acoplamiento a masa. La finalidad de este
modelo es demostrar que las emisiones de un circuito lógico están
dominadas por factores en modo común. Las corrientes en modo común se
pueden combatir:

Garantizando que las corrientes lógicas no fluyen entre el punto de
referencia de masa y el punto de conexión de los cables externos.

Filtrando todas las interfaces de los cables a una masa “limpia”.

Blindando los cables llevando la conexión de la pantalla a una masa
“limpia”.

Reduciendo al mínimo las tensiones de ruido de masa utilizando un plano
de masa.
Radiación procedente de los circuitos lógicos

El cuadro anterior muestra que la longitud de pista máxima
permisible para las frecuencias superiores y las familias lógicas
rápidas es impracticable. Por tanto, una sola o la combinación de las
técnicas anteriores será esencial para hacer que esos circuitos
obtengan la conformidad.

Está claro que si se mueve el punto de referencia de la figura
anterior para estar al lado de la interfaz del cable, no se desarrolla
ninguna tensión de ruido y el cable se hace benigno. Ésta es la
finalidad de la estructura de masa limpia de la interfaz. Con esta
manera de hacerlo, las emisiones en modo común sólo se deben a
las corrientes en modo común que fluyen directamente por las
pistas de la placa de circuito impreso.
Radiación procedente de los circuitos lógicos

Comparación modo común y modo diferencial:

El gráfico de la figura muestra el perfil de la emisión real para la
misma señal emitida en modo diferencial a través de un pequeño
bucle y en modo común como resultado de estar acoplado a un
cable conectado. Se asume que el cable no es resonante y que un
cable daría una respuesta diferente en esta región pero en término
medio, la eficacia está bien representada por este modelo.
Reloj y radiación de banda ancha

La principal fuente de radiación en los circuitos digitales es el reloj, o relojes, y
sus armónicos. En donde las restricciones del circuito lo permitan, se deben
retardar los flancos del reloj para reducir al mínimo la generación de armónicos.
Esto se puede llevar a cabo de tres maneras: impedancia serie, capacitancia
paralela o con la utilización de una etapa intermedia de baja calidad de baja
actuación. En la figura se muestran las dos primeras. La segunda opción no es
recomendable ya que aunque produce el efecto deseado, aumenta la carga
capacitiva en el excitador. El efecto general puede ser empeorar las emisiones
en vez de mejorarlas. Es mejor aumentar la impedancia serie de la salida del
excitador en las frecuencias armónicas y esto se puede llevar a cabo mejor con
un elemento de impedancia en serie con la salida. Un resistor de baja magnitud
suele ser a menudo un buen sustituto.
Reloj y radiación de banda ancha

Generación del reloj de espectro discreto:

Una posible alternativa, es una técnica conocida como generación
del reloj de espectro discreto. En esta técnica la frecuencia del reloj
es modulada en un 1 o 2 por ciento por un código pseudoaleatorio
seleccionado para la difusión espectral más uniforme. Esto tiene
como resultado una distribución más amplia de la energía espectral
asociada con cada armónico del reloj. Esto se logra sin ningún
esfuerzo extraordinario en el diseño y sin ralentizar los tiempos de
subida del reloj.

La frecuencia de reloj exhibirá algo de inestabilidad y la técnica
puede verse restringida en aplicaciones que necesiten una
sincronización muy precisa, aunque se puede utilizar como “arreglo
rápido” para trabajos de reparación.
Reloj y radiación de banda ancha

Placas madre:

Los buses que controlan varios dispositivos
o las placas madres transportan corrientes
de conmutación mucho más altas que los
circuitos que son compactos.
Una placa madre con zócalos de alta
velocidad debe utilizar siempre una placa de
capas múltiples con plano de masa y los
conectores para los módulos deben incluir
una patilla de masa para cada pista de reloj
de alta velocidad y patillas de dirección o
datos.
El bit menos significativo normalmente tiene
la componente de frecuencia más alta de un
bus y se debe llevar tan cerca como sea
posible de su retorno de tierra.
Las pistas de distribución del reloj siempre
deben tener un retorno de tierra adyacente.
La carga capacitiva sobre la señal del reloj
en cada placa hija se debe mantener al
mínimo utilizando una etapa intermedia en
la placa para la distribución local de la señal
del reloj.




Reloj y radiación de banda ancha

Oscilaciones transitorias en las líneas
de transmisión:

Si se transmiten datos por líneas largas, se
deben terminar para evitar las oscilaciones
transitorias amortiguadas. Éstas se generan
en las transiciones cuando una porción de la
señal se vuelve a reflejar en la línea.
Una oscilación transitoria severa afectará a
la transferencia de datos si excede el
margen de ruido de entrada del aparato.
Además estas oscilaciones pueden ser
también una fuente de interferencia por sí
mismas.
La amplitud de las oscilaciones transitorias
depende del grado de mala adaptación en
cualquier extremo de la línea, mientras que
la frecuencia depende de la longitud
eléctrica de la línea. Una combinación
excitador/receptor debe analizarse en
términos de comportamiento de su línea de
transmisión si:



2∙tPD ∙ longitud de línea > tiempo de transición

En donde tPD es el retardo de propagación
de la línea en ns por unidad de longitud.
Desacoplamiento de circuitos digitales


Sin importar lo buenas que sean las VCC y las conexiones a masa, la
longitud de la pista introducirá una impedancia que creará ruido de
conmutación procedente de las corrientes de conmutación parásitas. La
finalidad del condensador de desacoplamiento es mantener una baja
impedancia dinámica entre la tensión de alimentación de cada CI y masa.
Esto reduce al mínimo las longitudes de la pista que transportan altas
corrientes.
La colocación es crítica: poco más de un centímetro para lógica rápida y
para dispositivos lentos de bajo consumo se permiten varios centímetros
de separación. La figura muestra la colocación de este condensador de
desacoplamiento.
Desacoplamiento de circuitos digitales

Elección de los componentes:

Para desacoplar una lógica de alta velocidad el factor más importante
al elegir el tipo de condensador, es la inductancia de sus terminales de
conexión. Los preferidos son los de película de poliéster o los de
cerámica de capas múltiples, aunque los mejores son los de tipo chip.
Un método de desacoplo recomendado para una lógica estándar
consiste:
1.
Un condensador de 22 μF por placa en la entrada de la fuente de
alimentación;
Un condensador de tántalo de 1 μF por cada 10 encapsulados de
memoria;
Un condensador de tántalo de 1 μF por cada 2-3 encapsulados LSI;
Un condensador cerámico o de poliéster de 22 nF para cada bus octal
de memoria;
Un condensador cerámico o de poliéster de 22 nF por 4 encapsulados
de lógica SSI;
2.
3.
4.
5.
Desacoplamiento de circuitos digitales

Utilización de las inductancias en serie:

No es el mejor método llenar la placa de condensadores de
desacoplamiento. Un ejemplo de esto es el uso de un microprocesador
de una sola pastilla sin ningún otro componente digital.

Cuando se coloca un condensador de desacoplamiento al lado del
encapsulado del procesador y los demás se colocan en otros lugares de
la placa, ocurre que la inductancia de las pistas de interconexión, forma
un circuito sintonizado en serie con los condensadores distantes de
desacoplamiento y en las frecuencias resonantes las corrientes de ruido
que fluyen hacia los condensadores distantes, son mayores que si estos
condensadores no existiesen. Esto produce peores emisiones en esas
frecuencias cuando se añaden los condensadores.
Desacoplamiento de circuitos digitales
Desacoplamiento de circuitos digitales

Análisis de los resultados del modelo:

La mejora más importante se produce cuando la impedancia vista dentro
de l1 aumenta de manera importante. Esto sólo se puede lograr
insertando un inductor discreto.
Como regla general de diseño se debe planear incluír esos inductores en
serie en la alimentación +VCC de cada CI que se espere que vaya a
contribuir a la contaminación por ruido de las líneas de alimentación.

Circuitos analógicos: emisiones

En general los circuitos analógicos generan menos emisiones.
Aquellos que generan deliberadamente señales de alta frecuencia
deben seguir las mismas reglas de estructuración, desacoplamiento
y conexión a masa ya explicadas.

Los circuitos analógicos pueden oscilar en la región de los MHz y
causar interferencias por la siguientes razones:
1.
Inestabilidad del bucle de realimentación.
Mal desacoplamiento.
Inestabilidad de la etapa de salida.
2.
3.
Circuitos analógicos: emisiones

Inestabilidad del bucle de realimentación:

Cualquier prototipo de circuito amplificador tiene que ser comprobado
para ver su inestabilidad a altas frecuencias cuando se haya dado por
terminada su configuración.

La inestabilidad en la realimentación se debe a demasiada
realimentación cerca de la frecuencia de ganancia unidad en donde el
margen de fase del amplificador se aproxima a su valor crítico.

Se puede relacionar con una incorrecta o falta de compensación de un
amplificador operacional.
Circuitos analógicos: emisiones

Desacoplamiento:

La relación de desnivel por fluctuación en la alimentación cae con el
incremento de la frecuencia, al mismo tiempo que el acoplamiento de la
fuente de alimentación a la entrada a altas frecuencias puede ser
significativo en los circuitos de banda ancha.

Esto se soluciona desacoplando, pero los condensadores típicos pueden
resonar con la inductancia parásita de los cables eléctricos largos en la
región de los MHz. La colocación en paralelo de un condensador de baja
magnitud con uno de tántalo hará caer la frecuencia de resonancia a un
nivel manejable. Se debe señalar que la inductancia en serie del tántalo
podría resonar con el condensador cerámico y empeorar esta situación.
Para solucionar esto se necesita una resistencia en serie conel tántalo de
unos cuantos ohmios.

Las etapas de entrada de los amplifiadores de alta ganancia de varias
etapas pueden necesitar una resistencia adicional o un supresor de perla de
ferrita en serie con la alimentación de cada etapa para mejorar el
desacoplamiento de las rutas de alimentación.
Circuitos analógicos: emisiones

Inestabilidad de la etapa de salida:

Las cargas capacitivas producen un retardo de fase en la tensión de
salida al actuar en combinación con la resistencia de salida en bucle
abierto de los amplificadores operacionales. Este incremento de
desfase reduce el margen de fase de un circuito de realimentación lo
bastante como para causar oscilación.
Para solucionar la inestabilidad de salida se debe desacoplar la
capacitancia desde la salida con un resistor en serie de poco valor y
añadir una realimentación de alta frecuencia con un pequeño
condensador directo de realimentación CF que compense el retardo de
fase causado por CL.

Fuentes de alimentación conmutadas


Las alimentaciones conmutadas presentan dificultades para contener las
interferencias generadas. Las emisiones se deben tanto a mecanismos
en modo común como diferencial.
La componente principal de la emisión de una FAC se debe a la
frecuencia de conmutación y sus armónicos. Otra causa de ruido puede
deberse a la conmutación de recuperación inversa de los diodos
rectificadores de entrada. En el esquema vemos una alimentación de
conmutación típica con las principales trayectorias de emisión marcadas.
Fuentes de alimentación conmutadas

Radiación desde un bucle de alto di/dt:

La radiación de un campo magnético desde un bucle que transporte
altas di/dt se puede reducir al mínimo reduciendo el área del bucle o
las di/dt. Esta área, depende de la estructura y dimensiones de los
componentes físicos. La di/dt es un compromiso entre la frecuencia de
conmutación y el consumo del dispositivo conmutador. Se puede
controlar reduciendo la velocidad de subida de la forma de onda de
ataque al conmutador.

Construcción de componentes magnéticos:

El núcleo del transformador debe tener forma de un circuito
magnético cerrado para restringir la radiación magnética. Un toroide
es una configuración óptima aunque puede no resultar práctica
debido a las dificultades del bobinado o a las pérdidas de potencia.
Fuentes de alimentación conmutadas

Acoplamiento capacitivo a masa:
La alta dv/dt en el instante de conmutación se acoplará capacitivamente a
masa y creará corrientes parásitas en modo común. La solución es reducir
al mínimo la dv/dt así como la capacitancia de acoplamiento.
 La dv/dt se reduce mediante un amortiguador y manteniendo bajos los
niveles de di/dt así como la inductancia de fuga del transformador.


Blindaje capacitivo:

El acoplamiento capacitivo se reduce al proporcionar pantallas
electrostáticas adecuadas, sobre todo en el transformador y en el disipador
térmico del aparato. Destaca la conexión adecuada de la pantalla; a
cualquier ruta de alimentación y no a masa.

Incluso si el transformador no está apantallado, su construcción puede
ayudar o impedir el acoplamiento capacitivo de primario a secundario.
Separar los bobinados en diferentes devanados reduce su capacitancia pero
aumenta su inductancia de fuga.
Fuentes de alimentación conmutadas

El acoplamiento es mejor entre
nodos de alta dv/dt; por tanto, el
extremo del bobinado que está
conectado a Vcc o masa puede
proteger al resto del bobinado en
un diseño de capas múltiples. Una
pantalla
externa
de
lámina
metálica a 0 V también reducirá al
acoplamiento de alta dv/dt en la
parte exterior del bobinado a otras
partes del circuito. La separación
física
de
las
partes
que
transportan una dv/dt alta es
deseable, aunque difícil de realizar
en productos compactos. Una
alternativa es el apantallado
adicional del componente o
componentes culpables.
Fuentes de alimentación conmutadas




Interferencia en modo diferencial:
La interferencia de modo diferencial está causada por la tensión que se transforma a través de la
impedancia finita del condensador de filtro en una di/dt alta. Es casi siempre la fuente de
interferencia dominante en los armónicos más bajos de conmutación.
Una inductancia en serie y una capacitancia paralela en el lado de la salida atenuará la tensión
transferida a los terminales de salida.
Cuando se compruebe el rendimiento de un filtro en modo diferencial, hay que asegurarse
siempre de comprobarlo a la potencia de entrada máxima de funcionamiento. No sólo las
corrientes de conmutación más altas generan más ruido, sino que la corriente máxima de entrada
de la red puede llevar al inductor o a los inductores de filtro hacia la saturación y hacerlo ineficaz.
Fuentes de alimentación conmutadas

Ruido de salida:

Los picos parásitos de conmutación son característicos de la salida
de CC de todas las alimentaciones conmutadas, sobre todo por la
impedancia finita del filtro de salida. Estos picos parásitos salen de
la unidad por las líneas de salida en los modos diferencial y común y
pueden volver a emitir radiación sobre otros cables o acoplarse a
masa generando interferencias en modo común. Es preferible un
condensador ESL, pero se puede obtener una buena supresión en
modo diferencial, como con la entrada, con un filtro de sección L de
alta frecuencia.
La abrupta recuperación inversa característica del diodo o diodos
rectificadores de salida puede crear transitorios y oscilaciones
transitorias de frecuencia extremadamente alta. Se pueden atenuar
utilizando diodos de recuperación menos abrupta o colocando los
diodos en paralelo con una red amortiguadora RC.

Diseño con vistas a la
inmunidad
Un circuito basado en un procesador tiene tendencia a corromperse
por culpa de transitorios rápidos que provoquen la aparición de
estados falsos.
Es necesario tomar muchas precauciones para evitar que cualquier
circuito sincronizado sea susceptible a la interferencia entrante.
Las señales analógicas se ven más afectadas por la interferencia
continua, que se rectifica por elementos de circuito no lineales
alterando la polarización o el nivel de la señal.
Se mejora la inmunidad de los circuitos analógicos reduciendo al
mínimo el ancho de banda del amplificador, aumentando todo lo
posible el nivel de señal, utilizando configuraciones equilibradas y
aislando eléctricamente la E/S que se conectará a circuitos eléctricos
“sucios”.
Principios de inmunidad en los
circuitos lógicos

Alejar las trayectorias de interferencia de los circuitos lógicos
críticos:
– Estructuración
– Filtrar y aislar las E/S

Utilizar lógica con umbral de ruido alto

Utilizar algún método de protección

Adoptar tácticas de protección defensivas
Sin importar lo buena que sea la
inmunidad del circuito, siempre habrá un
transitorio que la venza.
 Cada microprocesador debe incluir un
protector.
 Se deben utilizar técnicas informáticas
para reducir al mínimo los efectos de la
corrupción.

Circuitos digitales: trayectorias de
interferencia
La mayoría de la interferencia crítica en los circuitos basados en
microprocesador se lleva a masa, tanto si se trata de RF en modo común
como de transitorios. El daño se hace por la transformación del ruido de
tierra en modo común a ruido en modo diferencial en los nodos sensibles
de señal. Esto ocurre por una alta impedancia de transferencia en modo
común a diferencial provocada por una mala disposición de la placa de
circuito impreso.
 Las interferencias en modo diferencial no se propagarán mucho en el
circuito desde las interfaces externas, de modo que se debe estructurar el
circuito para alejar las corrientes parásitas de masa de los circuitos lógicos.
Si la estructuración no basta habrá que filtrar los cables de E/S o aislarlos
para definir una trayectoria preferente y segura de corriente para la
interferencia. Los campos de RF radiados que generan tensiones en modo
diferencial internamente se manejan del mismo modo que las emisiones
diferenciales RF, al reducir al mínimo el área del bucle, y al restringir el
ancho de banda de los circuitos susceptibles donde sea posible.

Transitorios y trayectorias de
interferencia
Trayectorias de interferencia y ESD
Una descarga puede ocurrir en cualquier parte expuesta del equipo. Los
puntos problemáticos más normales son:
-Teclados y mandos
-Cables externos
-Partes metálicas accesibles
Una descarga a un objeto conductor cercano producirá altas corrientes locales
que inducirán a su vez corrientes dentro del equipo mediante un acoplamiento
por impedancia común.

Trayectorias de interferencia y ESD
Transitorio y protección ESD
Las técnicas para protegerse de las perturbaciones de los transitorios y las ESD
son generalmente similares a las usadas para evitar las emisiones RF
Las estrategias específicas tienen por objetivo evitar que el transitorio entrante
y las corrientes fluyan a través del circuito. En su lugar absorben o desvían
de manera inocua y directamente a masa. Para ello:
-Mantener las interfaces externas físicamente unas al lado de las otras
-Filtrar todas las interfaces a masa en su punto de entrada
-Si no es posible, aislar las interfaces susceptibles con una ferrita de choque
en modo común o con optoacopladores
-Utilizar un cable apantallado con la malla conectada directamente a masa
-Proteger las placas de circuito impreso de partes metálicas expuestas o de
puntos externos de descarga, con placas internas adicionales conectadas a
masa
Inmunidad de la lógica al ruido
La capacidad de un elemento lógico para funcionar correctamente en un
entorno ruidoso implica algo más que los márgenes normales de ruido
estático. Para crear un problema, un transitorio generado externamente
debe causar un cambio de estado en un dispositivo y propagarse después
por el sistema.
 Los sistemas con elemento de almacenamiento sincronizado por reloj o
aquellos que funcionan lo bastante rápido como para que el transitorio
aparezca como una señal son más susceptibles que los sistemas lentos o
aquellos sin elementos de almacenamiento.

Margen de ruido dinámico
El efecto de un transitorio rápido dependerá de la tensión máxima acoplada a
la entrada lógica y también de la velocidad de respuesta del elemento.
Cualquier impulso positivo que vaya desde 0V pero por debajo del umbral
lógico de conmutación no hará que la entrada de elementos conmute de 0 a 1
y no se propagará en el sistema. Del mismo modo, un impulsor por encima del
umbral hará que el elemento conmute. Pero un impulso que sea más corto que
el tiempo de respuesta del elemento necesitará una tensión superior para
hacer el cambio. Esto se puede tomar como un argumento a favor de la lógica
lenta.
Con una lógica sincronizada, el tiempo de llegada del transitorio con respecto
al reloj es importante. Si el transitorio no coincide con el flaco activo del reloj,
no se propagará ningún valor erróneo por la línea de datos del sistema.
El microprocesador perro guardián
Las técnicas para reducir al mínimo la amplitud y controlar el camino de la
interferencia no pueden eliminar el riesgo. La coincidencia de un transitorio
de amplitud suficientemente alta con un punto vulnerable en la
transferencia de datos es un asunto completamente estadístico.
La manera más económica de garantizar la fiabilidad de un producto
basado en un microprocesador es aceptar que el programa se corromperá
ocasionalmente, así como proporcionar los medios por los que se pueda
recuperar el flujo del programa, preferiblemente de forma transparente
para el usuario. Esta es la función del microprocesador de protección al que
se llama perro guardián.
El perro guardián debe estar adaptado al funcionamiento del procesador en
cuestión, de lo contrario se debe diseñar en el circuito.
Funcionamiento básico
El resultado más serio de una corrupción por transitorio es que se perturba el
contador del programa del procesador o el registro de dirección de manera que
empieza a interpretar datos o memoria vacía como instrucciones válidas.
Un perro guardián protege contra esta eventualidad al requerir que el
procesador ejecute una sencilla operación regularmente, sin que importen las
demás cosas que está haciendo. Es en realidad un temporizador cuya salida
está enlazada a la entrada RESET, y que en sí, está haciendo redisparado
constantemente por el funcionamiento del procesador, normalmente
escribiendo información en un puerto de salida disponible.
Período de tiempo muerto
Si el temporizador no recibe una “patada” desde el puerto de salida durante
más de su período de tiempo muerto, su salida se pone a nivel bajo (“ladra”) y
fuerza al microprocesador a hacer un reinicio.
El período de tiempo muerto debe ser lo bastante largo como para que el
procesador no tenga que interrumpir labores en las que el tiempo es
fundamental para dar servicio al perro guardián. Por otro lado no debe ser tan
largo como para que se corrompa el funcionamiento del equipo durante un
período peligroso.
Hardware del temporizador
El circuito perro guardián tiene que exceder la fiabilidad del resto del
circuito y por lo tanto debe ser sencillo.
Un divisor digital como el 4060B alimentado desde un reloj de alta
frecuencia y reajustado periódicamente por impulsos de notificación, es
una buena opción. Una de las ventajas de este planteamiento es que
su salida en la ausencia de redisparo es una corriente de impulsos
más que un solo disparo.
Esto es mucho más fiable que un perro guardián monoestable, que
sólo ladra una vez y luego se calla.
Conexión al microprocesador


En general es preferible disparar la salida del temporizador
mediante una señal POR para garantizar un ancho de impulso
definido de RESET en el microprocesador cuando se produce la
conexión.
Es esencial utilizar una entrada RESET y o alguna otra como una
interrupción al microprocesador. El procesador puede estar en un
estado previsible cuando el perro guardián ladra, pero debe
volver a un estado completamente caracterizado, y el único
estado que puede garantizar la vuelta al funcionamiento es
RESET.
Comprobación del perro guardián




No es sencilla, dado que todo el resto del diseño del circuito se ha
dirigido a garantizar que el perro guardián no ladre.
Se puede someter al equipo a impulsos transitorios repetidos que
sean de un nivel suficiente como para corromper el funcionamiento
del procesador de manera predecible.
También se puede instalar un LED a la salida del perro guardián
para detectar sus ladridos.
Además de comprobar la fiabilidad del perro guardián, debemos
incluir una conexión para invalidarlo y poder comprobar las nuevas
versiones de los programas informáticos.
Programación defensiva
No todos los fallos del microprocesador son debidos a interferencias, también
otros factores como conexiones intermitentes, diseños deficientes del
hardware, errores de programación… pueden ser el origen de estos fallos.
Mediante programas informáticos podremos:
-Comprobar el tipo y el rango de todos los datos de entrada
-Hacer la toma de muestras de datos de la entrada varias veces y
prorratear en el caso de los analógicos o validar en el de datos digitales.
-Incorporar comprobaciones de paridad y sumas de comprobación de datos
en todas las transmisiones
-Proteger los bloques de datos de la memoria volátil
-Reinicializar periódicamente los chips programables de interfaces
Validación de datos y prorrateo


Esto se basa en que si podemos establecer los límites conocidos
sobre las cifras que entran al programa informático como entrada,
se pueden rechazar los datos que se encuentren fuera de estos
límites.
El prorrateo del programa informático en una corriente de datos
para nivelar las fluctuaciones de ruido del proceso puede también
ayudar a eliminar el efecto de los datos inválidos.
Protección de los datos y de la memoria


La memoria volátil es susceptible a varias formas de corrupción de
datos. Los datos críticos de la RAM se pueden prevenir colocándose
en tablas, verificándose cada una por una suma de comprobación
que se almacena en la propia tabla. Esta comprobación se puede
realizar automáticamente por una subrutina en cualquier intervalo
para detectar alguna corrupción en la RAM.
Hay que tener cuidado con que la rutina de diagnóstico no sea
interrumpida por una modificación de la tabla o viceversa, ya que
los errores empezarían a aparecer por todas partes.
Memoria del programa sin usar y reinicialización


Frente a la amenaza de que el microprocesador acceda a espacio sin
usar debido a la corrupción de su contador de programa, podemos
programar unas pocas de las últimas direcciones de la ROM con una
instrucción JMP RESET, normalmente de tres bytes, con la intención
de que en el caso de que el procesador se corrompa y acceda a
cualquier unidad de memoria sin uso se encuentre con una cadena
de instrucciones NOP (no operativa) y las ejecute hasta llegar a JMP
RESET y por lo tanto provocar un reset.
Para combatir la corrupción del estado de arranque inicial de
dispositivos programables el método más seguro es reinicializar
periódicamente todos los registros críticos. El período de las
reinicializaciones dependerá de el tiempo que el programa pueda
tolerar un registro corrupto.
Inmunidad a los transitorios y RF:
circuitos analógicos



Los circuitos analógicos no serán tan susceptibles a las
perturbaciones transitorias como los digitales. Sin embargo pueden
ser más susceptibles a la desmodulación de la energía RF
Pueden aparecer cambios de polarización que dan como resultado
comportamientos no lineales o falta de funcionamiento. Los circuitos
de audio y vídeo suelen ser especialmente sensibles a este tipo de
problemas.
Los mayores niveles de señal RF son los acoplados mediante cables
externos de interfaz, y por lo tanto se debe prestar especial
atención a estos circuitos.
Principios de la inmunidad analógica:
-Reducir al máximo en ancho de banda del circuito
-Maximizar los niveles de señal
-Utilizar configuraciones equilibradas de señal.
-Aislar las trayectorias particularmente susceptibles.
Descargar

Capítulo 6: Diseño de circuitos analógicos y digitales