Cours d’Electronique Analogique
ENSPS - 1ière année. Année universitaire : 2004/2005
Thomas Heiser
Laboratoire PHASE-CNRS
(Physique et Applications des Semiconducteurs)
Campus Cronenbourg
tel: 03 88 10 62 33
mail: [email protected]
(http://www-phase.c-strasbourg.fr/~heiser/EA2004/)
 http://www-phase.c-strasbourg.fr/~heiser/EA/
1
Introduction
• Qu’est-ce que l’électronique ?
Domaine de la physique appliquée qui
exploite les variations de grandeurs électriques pour
capter, transmettre ou analyser des informations.
Le traitement de l’information est généralement assuré par des
circuits électroniques.
2
• Qu’est-ce qu’un circuit électronique ?
Un ensemble de composants (résistances, condensateurs, diodes,
transistors, circuits intégrés: AOP, microprocesseurs, …)
qui agissent sur les courants et tensions éléctriques
ils engendrent, modifient et utilisent des signaux électriques.
stockage et traitement de
l’information, commande et
contrôle d’appareillage,...
amplificateur, redressement, modulateur ,…
générateur, capteur, compteur,….
3
• L’hierarchie de l’Electronique
Technologie des composants semiconducteurs
- Conception et modélisation des composants
 physique des semiconducteurs (transport de charge, interfaces,…)
- Fabrication des composants
physique de la matière condensée (croissance cristalline, dopage, …)
Conception de circuits électroniques et microélectroniques
- Conception de circuits fonctionnels
- Conception assistée par ordinateur
 Traitement du signal, algèbre de Boole
Réalisation de systèmes complets
- Architecture des systèmes
- Interfaces avec l’environnement
- Systèmes asservis
4
• Electronique « Analogique » ou « Numérique »
Electronique analogique
- Variation continue des grandeurs électriques
Information  valeurs instantanées I(t) et V(t)
Electronique numérique
- Variation binaire des grandeurs électriques
Codage de l’Information  Niveau d’abstraction supplémentaire
5
• Pourquoi quelles applications ?
Instrumentation
Robotique
Communications
Multimédia
Systèmes informatiques
Cartes mémoires
…
6
• Pourquoi quels métiers ?
R&D sur les composants électroniques
– réduction des dimensions, introduction de nouveaux matériaux,
nouveaux types de composants: optoélectronique, de puissance,
mémoires, ...
Simulation et programmation
–R&D sur la simulation de la fabrication et du fonctionnement des C.I.
Conception de circuits électroniques
–conception, simulation et réalisation de circuits pour toute application
7
• L’électronique : Un domaine en évolution exponentielle…
En 1947 : le premier transistor
En 1957 : le premier CI (Texas / Kilby)
8
En 1971 : le premier Processeur
4004 d’INTEL : 15/11/1971
(2250 Transistors Bipolaires,
108 KHz, 4bits, 604 mots ad.)
9
Hier : le Pentium IV
42.106 TMOS
(taille d’un transistor: ~0,18m)
10
La « loi » empirique de Moore…
Taille des transistor  Taux d’intégration  Vitesse de calcul 
11
et demain…
La nano-électronique
Transistor
25nm
(10nm possible)
Couplage avec la micro-mécanique et l’optique (MEMS, MOEMS)…
12
Les technologies émergentes
Electronique sur plastique
Electronique moléculaire
Une molécule comme composant
13
Mais ça ne se fait pas tout seul...
14
• L’ Electronique à l’ENSPS…
1A: Les bases :
- Electronique Analogique
- Electronique Numérique
- Complément d’électronique
2A: Notions avancées :
- Electronique Numérique et Analogique II
- Simulation et modélisation en microélectronique
- Microcontrôleurs
En option :
- Physique des dispositifs semiconducteurs
- Technologie des composants numériques
3A: La spécialisation :
- ENSPS: OPTION ELEC
- MASTER Micro- et Nano- Electronique: Composants et Systèmes
15
• Le lien avec les autres enseignements (1A) :
Physique de la matière
 semiconducteurs, théorie des bandes, transport de charges
Emetteurs capteurs
 physique des composants semiconducteurs
Systèmes asservis
 systèmes linéaires, circuits à contre-réaction
Traitement du signal
 filtrage, systèmes linéaires, modulation...
16
Contenu du cours d ’électronique analogique
1.
Quelques rappels utiles
2.
Les Diodes
3.
Applications des diodes
4.
Le Transistor bipolaire
5.
Les Transistors à effet de champ
6.
Rétroaction et amplificateur opérationnel
Bibliographie
 Traité de l ’électronique analogique et numérique (Vol.1), Paul Horowitz & Winfield Hill, Elektor,1996
 Principes d’électronique, Alberto P. Malvino, McGraw-Hill, 1991
 Electronique: composants et systèmes d'application, Thomas L. Floyd, Dunod, 2000
Microélectronique, Jacob Millman, Arvin Grabel, Ediscience International, 1994
17
1. Les bases
1.1 Composants linéaires et loi d’Ohm … :
I
I
• Résistance électrique = composant linéaire :
V
V=RI
V
R
loi d’Ohm
 Le ”modèle linéaire” ne décrit le comportement réel du composant que dans un “domaine de
fonctionnement (linéaire)” fini.
• Généralisation aux circuits en “régime harmonique” (variation sinusoïdale des tensions et courants) :
V    Z    I  
L
C
composant linéaire :
“impédance” :
Z   
1
jC 
Z    jL 
18
1.2 Source de tension, source de courant :
1.2.1 Sources idéales :
I
I
source de courant
idéale :
Io
Io
V
charge
V
 le courant fourni par la source est indépendant de la charge
source de
tension idéale :
I
V
Vo
Vo
V
charge
I
 la tension aux bornes de la source est indépendante de la charge
19
1.2.2 Sources réelles :
domaine de fonctionnement linéaire
ou “domaine de linéarité”
I
Io
source de courant
réelle :
 schéma
équivalent
V
 Le domaine de linéarité défini la “plage de fonctionnement” du composant en tant que source de
courant
Schéma équivalent:
hyp : Vdomaine de linéarité
I
 I  Io 
Io
Ri
V
charge
V
Ri
 I  cst  I o
Ri = “résistance interne”
(Gi = 1/Ri = conductance interne)
V 


 Ri 
tant que I >> courant dans la résistance interne 
source de “courant” Ri >> V/I = Ze = “impédance d’entrée” de la charge.
20
domaine de linéarité
source de tension
réelle :
I
V
Vo
 schéma
équivalent
Vo
V
charge
I
Schéma équivalent:
hyp : Vdomaine de linéarité
I
 V  V o  Ri I
Ri
Vo
V
charge
 V  cst  V o
tant que la chute de potentiel aux bornes de Ri est faible
devant V  R i I  V 
source de “tension”  Ri << Ze
21
Transformation de schéma :
“vu” de
la
charge
Ri
en fait...
Io
Ri
charge

charge
Vo
avec
Io 
Vo
Ri
= “courant de court-circuit”
(charge remplacée par un
court-circuit)
[Vo = tension en “circuit ouvert” du dipôle]
puisque
I  Io 
V
Ri

Vo
Ri

V
Ri
 V  V o  Ri I
 selon la valeur de Ze/Ri on parle de source de tension (Ze>>Ri) ou source de courant (Ze<<Ri)
Sources liées
Lorsque la tension (ou le courant) délivrée par une source dépend de la
tension aux bornes d’un des composants du circuit ou du courant le
parcourant, la source est dite “liée”. Vous verrez des exemples de sources
liées dans le cas des transistors.
22
1.3 Théorème de Thévenin :
 Tout circuit à deux bornes (ou dipôle) linéaire, constitué de résistances, de sources de tension et
de sources de courant est équivalent à une résistance unique RTh en série avec une source de tension
idéale Vth.
A
Rth
I

V
I A
V
Vth
= “générateur de Thévenin”
B
B
!
Calcul de Vth:
V th  V circuit ouvert
!
Calcul de Rth:
ou
R th 
V th
I  court - circuit
R th  R AB



V  circuit ouvert
I  court - circuit


en absence des tensions et courants fournies par les sources non-liées.
[remplacement des sources de tension non-liées par un fil (Vo=0), et
des sources de courant non-liées par un circuit ouvert (Io=0)]
23
Mesure de Rth :
Au multimètre : exceptionnel… puisqu’il faut remplacer toutes sources non-liées par des courtcircuits ou des circuits ouverts tout en s’assurant que le domaine de linéarité s’étend jusqu’à
V=0V.


A partir de la mesure de V(I) :
V
Vth
pente = - Rth
mesures
V th
2
générateur équivalent de Thévenin
I
!
V
I V  V th
 R charge  R th
 méthode de “division moitié”
2
 En régime harmonique le théorème de Thévenin se généralise aux impédances complexes.
 “Générateur de Norton” = source de courant équivalente au générateur de Thévenin
 Rth= “impédance de sortie” du montage.
24
2. Les Diodes
2.1 Définition
Id
Id
 Caractéristique couranttension d’une diode idéale :
Vd
sous polarisation “directe”
(“Vd0”), la diode = court-circuit
(i.e. conducteur parfait)
Vd
sous polarisation “inverse” (Vd<0)
la diode = circuit ouvert
 Ce type de composant est utile pour réaliser des fonctions électroniques telles que le
redressement d’une tension, la mise en forme des signaux (écrêtage, …).
La diode (même idéale) est un composant non-linéaire
 Aujourd’hui la majorité des diodes sont faites à partir de matériaux semiconducteurs
(jonction PN ou diode Schottky, cf cours Capteurs 1A et Option: Physique des dispositifs
électrique 2A)
25
2.2 Caractéristiques d’une diode réelle à base de Silicium
hyp: régime statique
(tension et courant
indépendants du
temps)
Id
140
comportement linéaire
100
60
20
Is
-2
-1.5
-1
-0.5
0
0.5
Vo1
Vd
 Pour Vd <0, la diode se comporte comme un bon isolant : Is ~ 1 pA - 1µA ,
 la diode est dite “bloquée”
 dans ce domaine son comportement est approximativement linéaire
 le courant “inverse”, Is , augmente avec la température
 Pour Vd >> ~0.7, le courant augmente rapidement avec une variation à peu près linéaire
 la diode est dite “passante”
 mais Id n’est pas proportionnel à Vd (il existe une “tension seuil”~ Vo)
26
Id
140
100
60
20
-2
-1.5
-1
-0.5
0
0.5
Vo1
Vd
 Zone « du coude » : Vd [0,~ Vo] : augmentation exponentielle du courant
Id

 V
 I s  exp  d
  VT



  1


avec 1 2 (facteur “d’idéalité”)
VT = k • T/e
k = 1,38 10-23 J/K= constante de Boltzmann
e= 1.6 10-19Coulomb, T la température en °Kelvin
Is = courant inverse
 le comportement est fortement non-linéaire
 forte variation avec la température
 VT (300K) = 26 mV
27
Limites de fonctionnement :
 Zone de claquage inverse
Id
Ordre de grandeur :
Vmax = quelques dizaines de Volts
Vmax
Vo
 peut conduire à la destruction pour une
diode non conçue pour fonctionner dans
cette zone.
 Vmax = « P.I. V » (Peak Inverse Voltage) ou
« P.R.V » (Peak Reverse Voltage)
VdId=Pmax
Vd
claquage par effet
Zener ou Avalanche
 Limitation en puissance
Il faut que VdId=Pmax
 Influence de T :
diode bloquée : Id = IS double tous les 10°C (diode en Si)
diode passante : Vd (à Id constant) diminue de ~2mV/°C
28
2.3 Diode dans un circuit et droite de charge
2.3.1 Point de fonctionnement
 Comment déterminer la tension aux bornes d’une diode insérée dans un circuit et le
courant qui la traverse?
Id
Val
Vd
RL VR
Id , Vd, ?
 Id et Vd respectent les Lois de Kirchhoff
 Id et Vd sont sur la caractéristique I(V) du composant
 Au point de fonctionnement de la diode, (Id,Vd) remplissent ces deux conditions
29
2.3.2 Droite de charge
 Loi de Kirchoff :   I d 
V al  V d
RL
= Droite de charge de la diode dans le circuit
Caractéristique I(V)
Id
Val/RL
IQ
Q
Q= Point de fonctionnement
« Droite de charge »
Vd
VQ
Val
 Connaissant Id(Vd) on peut déterminer graphiquement le point de fonctionnement
 procédure valable quelque soit la caractéristique I(V) du composant !
 On peut “calculer” le point de fonctionnement en décrivant la diode par un modèle simplifié.
30
 hyp: Id, Vd constants
2.4 Modéles Statiques à segments linéaires
2.4.1. “Première” approximation: Diode « idéale »
 On néglige l’écart entre les caractéristiques réelle et idéale
Id
pas de tension seuil
 conducteur parfait sous polarisation directe
 Vd <0: circuit ouvert

Id
Vd
Vd
 Schémas équivalents :
Id
Ri
pente=1/Ri
 Id  0
Val
Vd
Val >0
Ri
Id 
Val
Val
Id
Val< 0
Ri
Vd
Val
diode “passante”
Val
V al
Vd  0
,
Ri
diode “bloquée”
 Vd  0
I d  0,
V d  V al
31
2.4.2 Seconde approximation
tension seuil Vo non nulle
 caractéristique directe verticale
(pas de “résistance série”)
 Vd <0: circuit ouvert

Id
Id
Vd
Vd
Vo
 Pour une diode en Si: Vo  0,6-0,7 V
schémas équivalents :
 Schémas équivalents
Id
Ri
pente=1/Ri
Val
diode “passante”
Vo  I d  0
Vd
Val >Vo
Ri
Id 
Vo Val
Val
Id
Val<Vo
Ri
Vd
Val
Val
V al  V o
,
Ri
Vd  Vo
diode “bloquée”
 Vd  Vo
I d  0,
V d  V al
32
2.4.3 3ième Approximation
tension seuil Vo non nulle
 résistance directe Rf non nulle
 Vd <0: résistance Rr finie
Caractéristique réelle
pente = 1/Rf
Id

Vd
pente = 1/Rr~0
 Pour une diode en silicium,
Vo = 0,6-0.7V, Rf ~ q.q.
10W,
Rr >> MW,
Modélisation
Vd
-2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1
Vo
 Schémas équivalents
schémas équivalents :
Id
Val >Vo :
pente=1/Ri
Vd
Ri
Val
Vo
Vd
Vo Val
diode passante
Id
 I d  0 et V d  V o
Rf
 Vd  Vo  R f I d
Id
Ri
Val <Vo :
Vd
Val
diode bloquée
Val
Rr
 Vd  Vo
33
Remarques :

Rf 
Vd
Id
 Le choix du modèle dépend de la précision requise.
 Les effets secondaires (influence de la température, non-linéarité de la
caractéristique inverse, ….) sont pris en compte par des modèles plus évolués
(modèles utilisés dans les simulateurs de circuit de type SPICE).
34
2.4.4 Calcul du point de fonctionnement via l’utilisation des schémas équivalents :
Problème: le schéma dépend de l’état (passante ou bloquée) de la diode.
Démarche (pour débutant...):
a) choisir un schéma (ou état) en vous aidant de la droite de charge
b) trouver le point de fonctionnement Q de la diode
c) vérifier la cohérence du résultat avec l’hypothèse de départ
S’il y a contradiction, il y a eu erreur sur l’état supposé de la diode.
Recommencer le calcul avec l’autre schéma.
Démarche pour étudiants confirmés...
Un coup d’œil attentif suffit pour trouver l’état (passant/bloqué) de la diode !
Le calcul de Q se fait tout de suite avec le bon schéma équivalent...
35
Exemple : Calcul de Q du circuit suivant, en utilisant la 3ième approximation pour la diode.
hypothèse initiale : diode passante
[Vd >Vo , (Id>0)]
>
Val = 5V
Id
Informations sur la diode:
Vo = 0.6V ( Si)
Rf = 15W
Rr =1MW
OK!
Vd
RL=
1kW
5V
>
Vo Rf
  Id 
1kW
En partant de l’hypothèse d’une diode bloquée:  V d  5V  V o
V al  V o
 4 , 33 mA
R f  RL
et V d  V o  R f I d  0 , 66 V

En utilisant la 2ième approximation: (Rf = 0, Rr = )   I d  4 , 4 mA et V d  0 , 6V
 La 2ième approx. est souvent suffisante pour une étude qualitative du fonctionnement d’un circuit
36
Autres exemples :
Caractéristiques des diodes :
Rf = 30W, Vo=0.6V, Is=0 et RR infinie
1)
50W
Calcul de Id et Vd
1MW
Val
pour :
a)Val = -5V
b) Val = 5V
Conseil: simplifier le circuit d’abord avant de vous lancer dans des calculs
2)
Etude du signal de sortie en fonction de l’amplitude du signal d’entrée :
R1 = 1kW
• à fréquence nulle :
vsortie
ventrée
Vref=2V
ventrée = Ve (constant)
• avec ventrée signal basse fréquence telque le modèle statique reste
valable (période du signal < temps de réponse de la diode pas
d’effet “capacitif” ou )
37
3)
D1
D2
Diodes au Si
2V
100 W
50W
4)
1V
Diodes au Si
38
2.5 Comportement dynamique d ’une diode
2.5.1 Préambule : Analyse statique / dynamique d’un circuit
L’ Analyse statique
… se limite au calcul des valeurs moyennes des grandeurs électriques
(ou composantes continues, ou encore composantes statiques)
 = Analyse complète du circuit si seules des sources statiques sont présentes
L’ Analyse dynamique
… ne concerne que les composantes variables des tensions et courants (ou “signaux” électriques, ou
encore composantes alternatives (AC) )
 n’a d’intérêt que s’il y a des sources variables!
Notation :
lettres majuscules pour les composantes continues
lettres minuscules pour les composantes variables
39
Illustration : Etude la tension aux bornes d’un composant inséré dans un circuit.
R1
ve
R2
hypothèses: ve = signal sinusoïdal, à valeur moyenne nulle
VE = source statique
V(t)=V+v(t)
VE
Calcul complet
V t  
R2
R1  R 2
V E
 v e  t  
R2
R1  R 2
V
VE 
R2
R1  R 2
v e t 
v(t)
Principe de superposition :
 Comme tous les composants sont linéaires, le principe de superposition s’applique
 la source statique VE est à l’origine de V , et ve est à l’origine de v
40
R1
Analyse statique :
ve  0
VE
R2
V
V 
R2
R1  R 2
VE
“schéma statique” du circuit
 En statique, une source de tension variable à valeur moyenne nulle correspond à un court-circuit
R1
Analyse dynamique : DVE = 0
ve
R2
v
v t  
R2
R1  R 2
v e t 
“schéma dynamique”
 Une source de tension statique correspond à un “court-circuit dynamique”
41
Autres exemples:
R1
R2
1)
ve
R1
Schéma statique
Io
R3
V(t)=V+v(t)
R2
V 
Io R3
V
R1 R 3
R1  R 2  R 3
Io
Schéma dynamique
R1
ve
R2
R3
v
v t  
R 3 v e t 
R1  R 2  R 3
 Une source de courant statique est équivalent en régime dynamique à un circuit ouvert.
[puisque i(t)=0!]
42
 C = composant linéaire caractérisé par une impédance qui
dépend de la fréquence du signal
2)
Val
C
vg
Rg

R1
R2
Schéma statique :
Val
V (t)
à fréquence nulle C = circuit ouvert
V 
R1
R2
R2
R1  R 2
V al
V
43
Schéma dynamique :
Zc 
ZC
vg

Rg
R2
 v 
R1
1
iC 
R 2 // R1
R 2 // R1  Z g
v g avec Z g  R g 
1
iC 
v
schéma équivalent dynamique
pour  suffisamment élevée :
Z g  Rg
et
v
R 2 // R1
vg
R 2 // R1  R g
 A “très hautes” fréquences (à préciser suivant le cas), le condensateur peut être remplacé par
un court-circuit.
44
 Le principe de superposition n’est plus valable en présence de composants non-linéaires !
Extrapolations possibles:
 le point de fonctionnement reste dans un des domaines de linéarité du composant nonlinéaire
 l’amplitude du signal est suffisamment faible pour que le comportement du composant
reste approximativement linéaire.
 “modèle linéaire petits signaux” de la diode
45
2.5.2 Modèle petits signaux (basses fréquences)
hypothèse: variation suffisamment lente (basse fréquence) pour que la caractéristique “statique” reste
valable.
 Variation de faible amplitude autour du point de fonctionnement statique Q :
 la caractéristique Id(Vd) peut être approximée par la tangente en Q
pente :
dI d
Id
Q
Id
dVd
2|id|
Q
 id 
dI d
dV d
 vd
Q
schéma équivalent dynamique
correspondant au point Q :
Q
Vd
Vo

dI d
dV d
1
Q
= “résistance dynamique”
de la diode
2| v|
Q
Vd
 Ce schéma ne peut être utilisé QUE pour une analyse dynamique du circuit !
46
 Notation :
rf =
rr =
dI d
dV d
dI d
dV d
1
= résistance dynamique pour VdQ> 0
Vd  0
1
= résistance dynamique pour VdQ < 0
Vd  0
 Pour Vd >> Vo, rf  Rf
 Pour Vd  [0, ~Vo] ,r f 
dI d
dV d
1
Vd

d
 
 dV
d

Vd




 VT
I
e

I
s
 s



 
1

VT
Id
 Pour Vd < 0 , rr  Rr
 à température ambiante : r f 
25
I d  mA 
W

 1
 proche de Vo la caractéristique I(V) s’écarte de la loi exponentielle
 rf ne devient jamais inférieure à Rf (voir courbe expérimentale, p27)
47
Exemple :
1kW
5V
C
3

Vd(t)
ve
5  0 ,6
ID 
Analyse statique :
rf 
Analyse dynamique :

v e  0 ,1  sin 10  2  t
D
Ra 10µF
Ve
diode: Si, Rf = 10W , Vo = 0,6V ,
Température : 300K
Rb
2kW
26
 2 , 2 mA ,
2000
 12 W ,
2,2
V D  0 , 62 V
Z c  16 W  R a
Schéma dynamique :
1kW
ve
2kW
 v d  1, 2  10
3

3
sin 10  2  t

 Amplitude des ondulations résiduelles : 1,2 mV
vd
~ 12W
48
2.5.3 Réponse fréquentielle des diodes
 Limitation à haute fréquence :
Pour des raisons physiques, le courant Id ne peut suivre les variations instantanées de Vd
au delà d’une certaine fréquence.
 apparition d’un déphasage entre Id et Vd
 le modèle dynamique basse fréquence n’est plus valable
 Le temps de réponse de la diode dépend :
 du sens de variation (passant bloqué, bloqué passant) (signaux de grande amplitude)
 du point de fonctionnement statique (pour des petites variations)
49
 Variation de Vd de faible amplitude, sous polarisation directe (VdQ >0)
 une petite variation de Vd induit une grande variation Id, c’est -à-dire des charges qui
traversent la diode
 A haute fréquence, des charges restent “stockées” dans la diode (elle n’arrivent pas à suivre
les variations de Vd)
 ~ Comportement d’un condensateur, dont la valeur augmente avec Id
(cf physique des dispositifs semiconducteurs)
Modèle petits signaux haute fréquence (Vd >0) :
rc

Q
rsc
Cd 
Id
 Ordre de grandeur : Cd ~ 40 nF à 1mA, 300K.
T
= “capacité de diffusion”
 à basse fréquence : rc + rs = rf
 la séparation en deux résistances tient mieux compte des phénomènes physiques en jeu.
50
suite de l’exemple précédent…:
5V
1kW
A quelle fréquence la capacité dynamique commence-t-elle à
influencer la tension vd ?
Rb
2kW
C
Id = 2,2mA  Cdiff ~100nF
D
Ra 10µF
Vd(t)
ve
Schéma dynamique en tenant compte de Cdiff :
1kW
(hyp simplificatrice: rc ~0)
rth ~11W
v
v
~ 12W
ve
Cdiff
Cdiff
vth
 v
log 
 v th



= « filtre » passe-bas
-3dB
log f
f  1
2 rth C diff
 130 kHz
51
 Variation de Vd de faible amplitude, sous polarisation inverse (VdQ < 0) :
 une variation de Vd entraîne une variation du champ électrique au sein de la diode, qui à son
tour déplace les charges électriques.
 à haute fréquence, ce déplacement donne lieu à un courant mesurable, bien supérieur à Is.
 Ce comportement peut encore être modélisé par une capacité électrique :
Modèle petits signaux haute fréquence (Vd < 0) :
rr
Ct 
1
Vd  Vo
= capacité de “transition” ou “déplétion”
 Ordre de grandeur : ~pF
52
 Diode en « commutation » : Temps de recouvrement direct et inverse
Le temps de réponse fini de la diode s’observe aussi en « mode impulsionnel », lorsque la diode
bascule d’un état passant vers un état bloqué et vice-versa.
VQ
Vg
Vo
R
t
-VR
Vo
Vg
Vd
Vd
-VR
Id
temps de réponse
(VQ-Vo)/R
-VR/R
 le temps de réponse dépend du courant avant commutation.
 ordre de grandeur : ps  ns
53
2.6 Quelques diodes spéciales
2.6.1 Diode Zener
 Diode conçue pour fonctionner dans la zone de claquage inverse, caractérisée par une
tension seuil négative ou « tension Zener » (VZ)
 Caractéristiques
VZ : tension Zener (par définition: VZ >0)
Id
-Vz
Vd
Imin : courant minimal (en valeur absolue) au delà
duquel commence le domaine linéaire “Zener”
-Imin
Imax : courant max. supporté par la diode
(puissance max:Pmax ~VZImax)
-Imax
Ordre de grandeur : VZ ~1-100 V , Imin ~0,01- 0,1mA, Pmax  régime de fonctionnement
54
 schémas équivalents
 Modèle statique :
hyp : Q  domaine Zener
Vd
Id
-Vz
Id

Rz
+
Vd
Vz
-Imin
 Modèle dynamique, basses fréquences, faibles
signaux :
Q
pente
1/Rz
-Imax


dI d

rz  
dV
 d Q


1
 Rz
pour |Id| >Imin
55
2.6.2 Diode électroluminescente (ou LED)
 Principe : La circulation du courant provoque la luminescence
 Fonctionnement sous polarisation directe (V > Vo)
 L’intensité lumineuse  courant électriqueId
 Ne marche pas avec le Si (cf. cours Capteurs)
 Vo  0.7V ! (AsGa: ~1.3V)
56
3. Applications des Diodes
Un aperçu qui sera complété en TD et TP.
3.1 Limiteur de crête (clipping)
 Fonction : Protéger les circuits sensibles (circuits intégrés, amplificateur à grand gain…) contre
une tension d’entrée trop élevée ou d’une polarité donnée.
Clipping parallèle
droite de charge
(diode // charge)
Rg
Id
Vg
Ve
Vg
Ze
circuit à
protéger
Q
R g // Z e
Vd=Ve
Vo
Vg
Limite d’utilisation : Puissance maximale tolérée par la diode.
Clipping série :
Rg
Vg
Ve(t)
circuit à
Ze protéger
57
Protection contre une surtension inductive (ex: ouverture/ fermeture d’un relais)
 ouverture de l’interrupteur :
+20V
V
L
I
A
 V L
dI
 Protection par diode :
+20V
 
dt
 VA  +
risque de décharge électrique à
travers l’interrupteur ouvert
 L’interrupteur pourrait être
un transistor...
 Vmax<0 ~ - 0.7V
V
 VA  ~20,7V
I
 la conduction de la
diode engendre un courant
transitoire et diminue la
tension inductive.
58
3.2 Alimentation
 Objectif: Transformer un signal alternatif en tension continue stable
(ex: pour l’alimentation d’un appareil en tension continue à partir du secteur)
Les fonctions effectuée par une alimentation :
Redressement
Filtrage passe-bas
Régulation
V>0
V<0
59
Redressement simple alternance
Vs
220V
50Hz
Vs
 V m  0 .7
Rc
(cf avant)
t
Ri =résistance de sortie du transformateur
Vm =amplitude du signal du secondaire
Redressement double alternance (pont de Graetz)
R
D1
Vs V
,i
D2
Vi
Vs
D3
D4
Rc
~1.4V
t
V i  1 . 4V
60
50 W
avec filtrage :
R
D2
200µF
D3
D4
Rc=10kW
Vi
D1
Vs
ondulation résiduelle
Charge du condensateur à travers R
et décharge à travers Rc
 RC << RcC
sans condensateur
avec condensateur
Régulation: utilisation d’une diode Zener (cf TD, TP et chapitre sur les transistors)
61
Autres configurations possibles :
 Utilisation d’un transformateur à point milieu :
secteur
~
 mauvais rendement, puisqu’à
chaque instant seule la moitié du
bobinage secondaire est utilisé
transformateur à
point milieu
 Alimentation symétrique :
+Val
secteur
~
masse
-Val
62
3.3 Restitution d’une composante continue (clamping) ou « circuit élévateur de tension »
 Fonction : Décaler le signal vers les tensions positives (ou négatives)
 reconstitution d’une composante continue (valeur moyenne) non nulle
Rg
Exemple :
C
Vc
Vg(t)
D
Vd
Fonctionnement : (hyp: diode au silicium)
 Lorsque Vg - Vc > ~0.7V , la diode est passante
Rg
Vg
I
 Lorsque Vg - Vc < 0.7, la diode est bloquée
C
Vc
Rg
Vd ~0.7V
Vg
C
Vc
Vd
 C se charge et Vc tend vers Vg – 0.7
Vc = constant (C ne peut se décharger!)
 Vd ~ 0.7
 Vd = Vg +Vc
 ~ composante continue
63
 Cas particulier :
Rg
V g  V m sin   t  pour t  0
V c  0 pour t  0
(C déchargé)
C
Vc
Vg(t)
D
Vd
 Phase transitoire au cours de laquelle le condensateur se charge
Simulation
Vg
charge du condensateur
Vc
C=1µF
Rg =1kW
f= 100hz
Vm =5V
Vd 0.7V
Vd
t (s)
64
Charge de C avec une constante de temps de RgC à chaque fois que la diode est passante
Décharge de C avec une constante de temps RrC
 le circuit remplit ses fonctions, si pour f >>1/RrC (105hz dans l’exemple) :
 en régime permanent: Vd  Vg - Vm
composante continue
Exercice : Modifier le circuit pour obtenir une composante continue positive.
65
3.4 Multiplieur de tension
 Fonction : Produire une tension de sortie continue à partir d’un signal d’entrée variable. La
tension continue est généralement un multiple de l’amplitude du signal d’entrée.
Exemple : doubleur de tension
Rg
Vg ~
V g  V m sin  2 f  t  pour t  0
C
VD1
VRc
Cl
Rc>> Rg
Vm=10V, f=50Hz, C=10µF
Rc=100kW.
clamping
redresseur monoalternance avec filtre RC
VD1 ,VRc
 En régime établi, le courant d’entrée du
redresseur est faible (~ impédance d’entrée
élevée)
 V R  2  V m  1, 4  2  V m
c
t
régime transitoire
/
permanent
 Il ne s’agit pas d’une bonne source de
tension, puisque le courant de sortie (dans Rc)
doit rester faible (~ résistance interne élevée)
66
Autre exemples :
Doubleur de tension
source
AC
charge
 l’impédance d’entrée de la charge doit être >> Rf + Rtransformateur+Rprotection
 source “flottante”  nécessité du transformateur
67
4. Transistor bipolaire
4.1 Introduction
 le Transistor = l’élément “clef” de l’électronique
il peut :
 amplifier un signal
amplificateur de tension, de courant, de puissance,...
 être utilisé comme une source de courant
 agir comme un interrupteur commandé ( = mémoire binaire)
 essentiel pour l’électronique numérique
 ...
il existe :
 soit comme composant discret
 soit sous forme de circuit intégré, i.e. faisant partie d’un circuit plus
complexe, allant de quelques unités (ex: AO) à quelques millions de
transistors par circuit (microprocesseurs)
68
 on distingue le transisor bipolaire du transistor à effet de champ
 différents mécanismes physiques
 Ils agissent, en 1ière approx., comme une source de courant commandé
 transistor bipolaire : commandé par un courant
 transistor à effet de champ: commandé par une tension
Icontrôle
I commandé
 A  I contrôle
I commandé
 G  V contrôle
Vcontrôle
source de courant
commandée par un
courant
source de courant
commandée par une
tension
A = “gain” en courant
G = transconductance.
 Idéalement : l’étage d’entrée ne dépend pas de l’étage de sortie.
69
4.2 Structure et fonctionnement d’un transistor bipolaire
 Structure simplifiée
Transistor NPN
Transistor PNP
E
diode « EB »
P+
couplage
entre les
diodes
B
N
E
émetteur
diode « EB »
N+
B
base
P
N
P
collecteur
diode « BC »
C
C
diode « BC »
 Deux « jonctions PN ou diodes » couplées  « effet transistor »
 Symétrie NPN/PNP
70
 Effet transistor
 Conditions de polarisation :
Exemple: Transisor NPN
RE
VEE
E
IE
N+
P

E
eIB
N
C
IC
Jonction EB : directe
Jonction BC: inverse
= MODE ACTIF du transistor
RC
B
VCC
 si VEE > ~ 0.7V , jonction EB passante  VBE ~ 0.7V, IE >> 0
 La jonction EB est dissymétrique (dopage plus élevé côté E)
 courant porté essentiellement par les électrons (peu de trous circulent de B vers E)
 VCC > 0, jonction BC “bloquée” => champ électrique intense à l’interface Base/Collecteur
 La majorité des électrons injectés par l’émetteur dans la base sont collectés par le champ
 IC ~IE et IB = IE -IC << IE
 En mode actif, IC est contrôlé par IE , et non vice versa…
71
 Premières différences entre le transistor bipolaire et la source commandée idéale...
 Contraintes de polarisation : VBE > ~ 0.7V, VCB > - 0.5V
.
 Symboles
C
C
B
 IE >0 en mode actif
B
E
E
PNP
NPN
Conventions des courants :
IB
IC
IE
NPN
 IE = IB+IC
IB
IC
IE
PNP
72
4.3 Caractéristiques du transistor NPN
VCE
 Choix des paramètres :
 Les différentes grandeurs électriques (IE, IB,
VBE,VCE,…) sont liées:
 différentes repésentations équivalentes des
caractéristiques électriques existent
RE
VEE
IE
VBE
RC
IC
IB
VCC
VCB
 Configuration “Base Commune”
( base = électrode commune)
 Caractéristiques : IE (VBE,VBC), IC (VBC ,IE)
 Configuration “Emetteur Commun”
(émetteur= électrode commune)
 Caractéristiques : IB (VBE , VCE), IC (VCE, IB)
 La représentation des caractéristiques en configuration “collecteur commun” est plus rare.
73
Caractéristiques en configuration BC : CAS DU TRANSISTOR NPN
IE (VBE, VCB) :
« caractéristique d’entrée »
hypothèse: diode BC bloquée (mode usuel)
 ~ caractéristique d’une jonction PN
IE (mA)

V
I E  I s  exp  BE
 VT

VCB=0 , -15
2


  1


 très peu d’influence de IC (resp. VCB)
1
VBE (V)
0.1
0.5
Jonction BE bloqué
IE ~ 0, VBE < 0.5 V
Jonction BE passante
IE >0, VBE  0.6-0.7V= « Vo »
74
mode actif
IC (VCB, IE) :
IE (mA) VBE 
Ic (mA)
2.0
1.5
1.5
1.0
1
0.5
0.5
0
-0.5
1
2
3
IC  I E
VCB (V)
 jonction PN polarisée en inverse
tension seuil de la jonction BC
 pour VCB > ~-0.5V, on a IC =aF IE , avec aF proche de 1.
 En mode actif, I B  I E  I C  I E 1  a F 
 pour IE = 0, on a IC = courant de saturation inverse de la jonction BC ~ 0
 Transistor en “mode bloqué”
 pour VCB  -0.7, la jonction BC est passante, IC n’est plus controlée par IE
 Transistor en “mode saturé”
Ordre de grandeur : aF ~0.95 - 0.99
aF = “gain en courant continue en BC”
75
Caractéristiques en configuration EC :
IB (VBE, VCE) :
« caractéristique d’entrée »
hypothèse: diode BC bloquée (mode usuel)
IB (µA)
IC
IE
VCE= 0.1V
N
3
P

E
N
IB
1.5
0.5
0
> 1V
0.1 0.2 0.3
VBE (V)
 VBE > 0.6V, jonction PN passante
 IB <<IE  charges non collectées par le champ électrique de la jonction BC
I B  1  a F  I E
 Influence non-négligeable de VCE sur aF  “Effet Early”
76
IC (VCE, IB) :
Ic(mA)
Ib= 20 µA
15µA
2
10µA
1
5µA
VCE (V)
1
Transistor saturé
Transistor bloqué
IC = “ICO”
3
5
Mode actif
 Mode actif : BE passant, BC bloquée  VBE  0.7V et VCB >~ -0.5 V
 VCE = VCB +VBE > -0.5 + 0.7 ~0.2 V
IC  a F I E  a F IC  I B   IC 
aF
1aF
I B  " h FE " I B
hFE = “gain en courant
continue en EC” = “bF”
ordre de grandeur : hFE ~ 50 - 250
 Grande dispersion de fabrication sur hFE.
 Effet Early : aF tend vers 1 lorsque VCE augmente  hFE augmente avec VCE
 Mode saturé : Diode BC passante -> IC ~ indépendant de IB
 hFE diminue lorsque VCE  0
77
 Modes actif / bloqué / saturé
Transistor NPN
Configuration EC :
Mode actif :
V BE  0 . 7V
Mode bloqué :
IB  0
~ 0 . 3V  V CE  V CC
Mode saturé : V BE  0 . 8V
C
C
B IB

B
E
V CE  V CC
IC  0
V CE  0 . 2V
I c  h FE I B
C
B
hFE IB
~0.7V
E
Mode actif
I c  h FE I B
B
C
~0.8V
E
E
Mode bloqué
~0.2V
Mode saturé
 VCC = source de tension externe alimentant la maille contenant C et E (cf plus loin)
VCE ne peut pas dépasser cette valeur!
78
Transistor PNP
Configuration EC :
Mode actif : V BE   0 . 7 V ~  0 . 3V  V CE  V CC
Mode bloqué :
IB  0
Mode saturé :V BE   0 . 8V
C
C
B IB

B
I c  h FE I B
( 0)
V CE  V CC
IC  0
V CE   0 . 2V
I c  h FE I B
C
B
B
C
hFE IB
~0.7V
~0.2V
~0.8V
E
E
Mode actif
E
Mode bloqué
E
Mode saturé
79
 Valeurs limites des transistors
 Tensions inverses de claquage des jonctions PN (EB, BC)
 Puissance maximale dissipée : Pmax =VCE IC
 Courants de saturations inverses :
IC , IB et IE 0 en mode bloqué
ICVCE =Pmax
fiches techniques :
80
 Influence de la température
 La caractéristique d’une jonction PN dépend de la température
 les courants inverses (mode bloqué) augmentent avec T
 VBE, à IB,E constant, diminue avec T
 ou réciproquement : pour VBE maintenue fixe, IE (et donc IC) augmente avec T
 Risque d’emballement thermique : T  I C   Puissance dissipée   T  
81
4.4 Modes de fonctionnement du transistor dans un circuit  Point de fonctionnement
 Droites de charges :
Le point de fonctionnement est déterminé par les caractéristiques du transistor et par les lois de
Kirchhoff appliquées au circuit.
Exemple :
 Comment déterminer IB, IC, VBE, VCE ?
+VCC
Rc
Droites de charges :
V th  R th I B  V BE
 IB 
V th  V BE
R th
V CC  R C I C  V CE
 IC 
V CC  V CE
RC
Rth
Vth
82
 Point de fonctionnement
IB
 VBEQ 0.6-0.7V, dès que Vth> 0.7V
(diode passante
transistor actif ou saturé)
V  VBE
 I B  th
Rth
Q
IBQ
0.1 0.2 0.3
VBE (V)
VBEQ
Ic(mA)
 V CE sat  V CE Q  V CC
Q
ICQ
 IBQ
V
 VCE
I C  CC
RC
ICO
VCEsat
VCEQ
I CO  I c 
V CC  V CE
sat
Rc

V CC
Rc
 Q fixe le mode de fonctionnement du transistor
VCE (V)
83
Exemple : Calcul du point de fonctionnement
+VCC=10V
Rc=3kW
Rth IB
Rth=30kW
hFE =100
Vth
Rc
0.7V
Vcc
hFE IB
Vth =1V
 I B  10 µA
Q
 I C Q  1 mA
 V CE Q  7V
 On a bien : ~0,3 <VCEQ < VCC
Résultat cohérent avec le mode actif du transistor.
84
 Remplacement de Rth par 3kW :
+VCC=10V
Rc=3kW
  I B  100 µA
Q
Rth=3kW
  I C Q  10 mA
hFE =100
  V CE Q   20 V !!
Vth =1V
 Résultat incompatible avec le mode actif
le modèle donne des valeurs erronnées
Cause :
En ayant augmenté IBQ,(réduction de Rth)
Q a atteint la limite de la zone
correspondant au mode actif
 IBQ
Ic(mA)
Q
 V CE Q ~ 0 . 3V
et I C Q  3 . 2 mA
VCEQ
VCE (V)
85
 Quelques circuits élémentaires :
VBE < 0.7V  Mode bloqué
+VCC
t<0 :
Transistor interrupteur:
+VCC
RB
“Interrupteur
ouvert”
Rc
VBB
0.7V
t
IR
RB
t>0 :
IC
V cc
RC
VCC
Rc
Interrupteur ouvert
~0.8V
VCE
min
( interrupte

ur fermé)
V cc
R c h FE

V BE
min
RB
“Interrupteur
fermé”
RC
RB
IB
0
VBE > ~0.8V, telque RcIc ~VCC
VCE ~qq. 100mV
Interrupteur fermé
VCC
C
 0 .7
~0.2V <<VCC
IR
C

V CC  0 . 2
RC
86

V CC
RC
Transistor source de courant :
VCC
charge
Rc
I
 I 
V BB  0 . 7V
RE
“quelque soit” Rc …
tant que le transistor est en mode actif
•E
VBB
RE
Domaine de fonctionnement :
V BB
 0 . 7V

 0  V CE  V CC   R C  R E  I C  V CC
Source de courant
 R c max 
V cc
I
 RE
pour Rc supérieure à Rcmax  transitor saturé
 R c min  0
87
Exercices : Calculer le courant dans la charge, la plage de tension
10V
15V
560W
charge
10k
I
Vz =5,6V
10k
4,7k
I
charge
88
hypothèses :
Transistor, amplificateur de tension :
Point de fonctionnement “au repos” :
Transistor en mode actif lorsque vB = 0
(amplificateur “classe A”)
+VCC
RC
 Amplitude du signal vB suffisamment faible
pourque le transistor soit à chaque instant actif
IC
B
•
vB
 En 1ière approximation :
•E
 IE 
VSortie
VBB
RE
V B  0 .7
RE
 I C  I C  ic
En négligeant la variation de VBE :  ic 
Enfin :
et
V Sortie  V cc  R c I C  V S  v s
v s   R c ic  
Rc
RE
vb
(IB <<IC)
vB
RE
avec V
: S  V cc  R  I C
Le “signal”vB est amplifié par le facteur Av  
 Av = “” pour RE =0 ?? voir plus loin pour la réponse...
 Comment fixer le point de fonctionnement au repos de manière optimale?
Rc
RE
89
4.5 Circuits de polarisation du transistor
 Le circuit de polarisation fixe le point de repos (ou point de fonctionnement statique) du transistor
 Le choix du point de repos dépend de l’application du circuit.
 Il doit être à l’intérieur du domaine de fonctionnement du transisor (IC(B) < Imax,, VCE (BE) <Vmax,....)
 Les principales caractéristiques d’un circuit de polarisation sont :
 sensibilité par rapport à la dispersion de fabrication du transistor (incertitude sur hFE ,… )
 stabilité thermique.
(coefficient de température des différents paramètres du transistor :VBE, hFE,…).
90
 Circuit de polarisation de base (à courant IB constant)
IC
Dispersion de fabrication:
hFE mal défini
V cc
RC
IC1
RB
VCC
Rc
IC2
Q1
même IB
2 transistors
différents
Q2
VCE
IB 
Q:
V cc  V BE
V  0 .7
 cc
RB
RB
I c  h FE I B
V cc
VCE1 VCE2
et V CE  V cc  R c I c
Conséquence : D hFE  D Ic  D VCE
Le point de repos dépend fortement de hFE = inconvénient majeur
 Circuit de polarisation peu utilisé.
Exemple : Transistor en mode saturé  RB tel que I B  I B sat 
V cc
R c h FE
en prenant pour hFE la valeur minimale garantie par le constructeur.
91
 Polarisation par réaction de collecteur
+VCC
RB
 IC 
RC
V CC  0 . 7
RC 
RB
h FE
Le point de fonctionnement reste sensible à hFE
Propriété intéressante du montage :
Le transistor ne peut rentrer en saturation puisque VCE
ne peut être inférieur à 0.7V
Cas particulier : RB=0
 IC 
V CC  0 . 7
RC
V CE  0 . 7V
 Le transistor se comporte comme un diode.
92
 Polarisation par diviseur de tension - « polarisation à courant (émetteur) constant »
+VCC
+VCC
R1
RC
IC  I E 
R E  R th / h FE
(Vo~0.7V)
Rc
V CE  V CC   R C  R E  I C
Rth
R2
V th  V o
avec V th 
Vth
RE
 Peu sensible à hFE : si
R2
R1  R 2
V CC
et
R th  R1 // R 2
R th
h FE
 R E  I C 
V th  V o
RE
 Bonne stabilité thermique de IC à condition que Vth >>Vo <~> VB >>Vo
Règles « d’or » pour la conception du montage :
• Rth/RE  0.1 hFEmin ou encore R2 < 0.1 hFEmin RE  IR2 10 Ib
• VE ~VCC/3
 Diminuer Rth augmente le courant de polarisation IR1
93
+VCC
Une façon de comprendre la stabilité du montage :
R1
RC
RE introduit une contre-réaction
R2
RE
Augmentation de T
IE augmente
VBE et IE diminuent
VE augmente
contre-réaction
V BE
I E diminue de 2mV/°C
VB ~Vth
94
4.6 Modèle dynamique
 Variation de faibles amplitudes autour d’un point de fonctionnement statique
 Comportement approximativement linéaire
 Modèles équivalents
 Caractéristique d’entrée :
+VCC

I B  I s  exp

IB
 V BE

 VT


  1


RC
IC
iB
B
•
•E
vB
VSortie
VBB
Q
IBQ
0
RE
t
vB
VBEQ
VBE
0.2 0.4 0.6
vBE
t
Pour vB petit:
ib 
I B
 V BE
 v be 
Q
IE
h FE  VT
v be 
v be
" hie "
hie = “résistance d’entrée dynamique” du
transistor en EC
95
h FE
Notation :
" hie " 
h FE VT
IE
= “résistance d’entrée dynamique” du transistor en EC
B
vbe
ib
C
hie
E
 hie « i » pour input, « e » pour EC, h pour paramètre hybride (cf quadripôle
linéaire)
 Ne pas confondre hie avec l’impédance d’entrée du circuit complet. (voir plus loin).
 A température ambiante (300K) on a :
hie 
26  h FE
I E  mA 
W 
96
droite de charge
 Caractéristique de sortie en mode actif :
Ic
ic=hfe ib
En première approximation :
t
Q
ic  " h fe " ib
B
ib
IBQ+ib
IBQ
ic C
VCE
hie
hfeib
V CE
hfe = gain en courant dynamique
 hFE en Q (*)
E
En tenant compte de l’effet Early: ic  h fe ib  hoe v ce
ic C
B ib
hie
Q
hoe
1
où
h oe 
vce
I c
 V CE
Q
= impédance de sortie du transistor en EC
hfeib
hoe-1
Ordre de grandeur : 100kW - 1MW
E
 Le modèle dynamique ne dépend pas du type (NPN ou PNP) du transistor
97
Note sur hFE et hfe :
droite de charge
Ic
Ic
IB (µA)
tangente en Q
ic  h fe ib
20
Q
Q
15
10
1
5
droite passant par l’origine
I C  h FE I B
VCE
IB (µA)
on a généralement :
h fe  h FE
sauf à proximité du domaine saturé
98
 Analyse statique / analyse dynamique
Exemple: Amplificateur de tension
VCC
A.N.:
Vcc=15V
R1=47k
R2=27k
Rc=2.4k
RE=2.2k
hFE=100
VCC
R1
Rc
Rc
R1
statique
C
vg
Vs=VS+vs
R2
RE
VS
signal
R2
RE
composante
continue
Analyse statique : on ne considère que la composante continue des courants et tensions
 C = circuit ouvert (aucun courant moyen circule à travers C).
 Point de fonctionnement statique Q (cf avant)
IE
Q
 R2


V CC  V BE 
 R1  R 2


RE
 V S  V CC  R c I C
Q
mode actif

A. N
 10 V
A. N
IC
Q
 2 . 2 mA
99
Analyse dynamique :
Hypothèses : transistor en mode actif  schéma équivalent du transistor
Schéma dynamique du circuit :
Rc
R1
ib
(circuit ouvert)
1
iC 
R2
hie
hfeib
vg
hoe-1
transistor
vs
RE
en négligeant hoe...
ib
1
iC 
vg
hie
R1 // R2
hfeib
Rc
vs
RE
100
 Pour C suffisamment élevée on peut négliger son impédance devant les résistances :
ib
hie
R1 // R2
vg
hfeib
iR
Rc
vs
E
RE
Calcul de la fonction de transfert vs/vg :


v g  hie ib  R E i R  hie  h fe R E ib
E
v s   R c  h fe  ib
vs
vg
 
R c  h fe
hie  R E  h fe
 
Rc
RE 
hie
h fe
 Pour RE >> hie/hfe on retrouve le résultat de la page 94.
101
Autre exemple :
R1=10W
.
Régulateur de tension
Transistor de puissance
hoe
IDz
IC
DZ
h FE  h fe  50
1
DZ = diode Zener avec |VZ|=9,4V
Imin = 1 mA
C
Ve =
15 ± 2V
~
B
.
T
RL
IR2
charge: R L  25 W
Vs =VS + vs
R2
= 500W
ondulation résiduelle
composante
continue
En statique : Ve = 15V
VD  VZ et VBE 0.6V  VS  10 V
IR
2

0 .6
I C  I R  I D  I R  0 .1  I D
1
Z
L
z
 1, 2 mA
500
et
V  VS
 IR  e
 0 .5 A
1
R1
IR
L

10
 0 .4 A
ID
RL
 I D  3 mA , I C  97 mA et I B 
Z
IC
z
 I R  I B  0 . 0012 
2
 2 mA
h FE
102
IC
h fe
Efficacité de régulation  ondulation résiduelle : Ve varie de ± 2V, quelle est la variation résultante de Vs ?
Etude dynamique du montage :
R1
I c  100 mA  hie 
.
h fe  25 mV
C
I E  mA 
 13 W
Rz
ib
ve
hie
vs
RL
hfeib
R2
R1
.

C
hie <<R2

i  h fe  1  ib
v s   R z  hie   ib
i
vs
i

R z  hie
R  hie
 z
 0 .4 W
h fe  1
h fe
Rz
ve
ib
hie
RL
vs
hfeib
103
R1
.
C
i
0 .4 W
RL
ve

vs

ve
R z  hie
h fe
R z  hie
 R1
h fe

vs
R z  hie
 0 , 03  1
R z  hie  h fe R1
 Le même montage sans transistor aurait donnée une ondulation résiduelle de
vs
ve

R z
 R 2  // R L
 0 .7
 R z  R 2  // R L  R1
104
 Modèle dynamique hautes fréquences
 Aux fréquences élevées on ne peut pas négliger les capacités internes des jonctions EB et BC.
 En mode actif :
 la jonction EB introduit une capacité de diffusion Cd
 la jonction BC introduit une capacité de transition Ct .
Schéma équivalent dynamique hautes fréquences
B
Ct
rce
iB’
Cd
hFE rse
iC C
hfe iB’
ro
E
 Ces capacités influencent le fonctionnement du transistor aux fréquences élevées et sont
responsable d ’une bande passante limitée des amplificateurs à transistor bipolaire (cf plus loin).
105
4.7 Amplificateurs à transistors bipolaires
4.7.1 Caractéristiques d’un amplificateur
Rg
amplificateur
+VCC
ie
ve
vg
source
Ze
vs
il
Zs
-VEE
RL
charge
vL
 Fonction: amplifier la puissance du “signal”
 tout amplificateur est alimentée par une source d’energie externe (ici: VCC et (ou) VEE)
 L’entrée de l’amplificateur est caractérisée par son impédance d’entrée Z e 
ve
ie
 La sortie agit comme une source de tension vs caractérisée par son impédance de sortie Zs
 Zs = résistance de Thévenin équivalent au circuit vu par RL
106
 Gain en tension :
Rg
Comme Zs  0 le gain en tension dépend de la charge
Définitions
Gain “sur charge” : AvL 
Gain “composite”:
(tient compte de la
résistance de sortie
de la source)
Avc 
vL
v
 s
ve
vL
ve
vL
ve

vg

RL 
RL
RL  Z s
Ze
Ri  Z e
 Gain en courant :
A Z
i
Ai  L  vL e
ie
RL
 Gain en puissance :
Ap 
v L iL
v g ie
AvL
ie
ve
vg
Gain “en circuit ouvert” : Av 
+VCC
source
Ze
vs
Zs
-VEE
iL
RL
charge
Av
 Comme Ze   , Avc diffère de AvL
 Av  Ai
c
107
vL
 L’amplificateur “idéal” :
 Gains indépendants de l’amplitude et de la fréquence (forme) du signal d’entrée
 Impédance d’entrée élevée  peu de perturbation sur la source
 Impédance de sortie faible  peu d’influence de la charge
 La réalité...
 Domaine de linéarité : distorsion du signal pour des amplitudes trop élevées
 Nonlinéarité des caractéristiques électriques des composants
 la tension de sortie ne peut dépasser les tensions d’alimentation
 Bande passante limitée : le gain est fonction de la fréquence du signal
 capacités internes des composants
 condensateurs de liaison
 Impédances d’entrée (sortie) dépendent de la fréquence
108
4.7.2 Amplificateur à émetteur commun (EC)
 Particularités des amplificateurs EC :
 Le transistor en mode actif
 Le signal d’entrée est appliqué (“injecté”) à la base du transisor
 La sortie est “prise” sur le collecteur
 La borne de l’émetteur est commune à l’entrée et à la sortie  ”Emetteur commun”
 Les différences d’un amplificateur EC à l’autre sont :
 Le circuit de polarisation
 Les modes de couplages avec la source du signal et la charge.
 La présence éventuelle de condensateurs de “découplage” (cf plus loin).
109
Exemple :
VCC
RC
R1
CB
 Polarisation par diviseur de tension
 Couplage “capacitif” avec la source, vg, et la charge RL.
CC
RL
vg
R2
vs
hypothèses :
RE
 Point de repos du transistor: mode actif
( choix des résistances)
 A la fréquence du signal les impédances condensateurs “de liaison” sont négligeables :

1
C B
 R1 // R 2 ;
1
CC
 R L
 CB est nécessaire pour que le point de fonctionnement statique (vg=0) ne soit pas modifié par
la présence du générateur de signaux.
 Cc évite que la charge “voit” la composante continue de VC, et qu’elle influence le point de
repos du transistor.
110
 Analyse statique : Les condensateurs agissent comme des circuits ouverts
 circuit de polarisation à pont diviseur
 Analyse dynamique :
rB  R1 // R 2
rc  R L // R C
R1
ie
RC
vg
C
RL
vg
R2
vL
ib
rB
ve
hie
hfeib
RE
RE
iR
 Gain en tension (sur charge): Av  v L  
L
ve
rc  h fe
hie  R E  h fe
rc
vL
iR
E
E
 h fe  1  ib


 Gain en circuit ouvert :
Remplacer rc par Rc
111
ie
 Impédance d’entrée :
 Ze dépend de l’endroit d’où vous “regardez”
l’entrée de l’amplificateur.
rB
ve
hie
 Impédance d’entrée vue de la source :
Ze 
ve
ie

 


 rB // hie  h fe  1 R E  rB // h fe R E
Ze

h fe ib


RE h fe  1
Ze'
 schéma équivalent “vu de la source” :
VR
E


 R E h fe  1  ib
 Impédance d’entrée vue après les résistances de polarisation :


Z e '  hie  h fe  1 R E  h fe R E
(hie ~qq. 100 à qq. 1k Ohms)
 Gain en courant :
Ai 
iL
ie
ie
h fe

1

vg

hie  h fe  1 R E
rB
iL
rB
ve
hie
hfeib
rc
RE
112
 Impédance de sortie :
 Zs dépend de l’endroit d’où vous “regardez” la sortie.
hfeib
Rc
RL
 Impédance de sortie vue de la charge (RL): Z s  R c
Zs’
Zs
 Zs de l’ordre de quelques kW  loin d’une source de tension idéale
 AvL diminue lorsque RL < ~Rc
 Parfois RC constitue aussi la charge de l’amplificateur (tout en permettant la polarisation du
transistor)
 Impédance de sortie vue de Rc : Z s'  "  "
 ne tient pas compte de l’effet Early (hoe)
approximativement vraie tant que le transistor est en mode actif
113
ie
Avec l’effet Early :
vg
iL
rB
ve
hie
hfeib h  1
oe
Rc
vsortie
RE
Zs ’
Méthode de calcul possible (en fait la plus simple ici) :
Zs’ = RThAB = résistance entre A et B, avec vg court-circuité
= vs / is !
A

rB
ib
hie
hfeib h  1
oe
RE
is
1 :
vs  2  :
v s  hoe
1
is  h fe ib   R E is  ib 
0  hie ib  R E i s  ib 

B
Zs 
vs
is
 hoe
1 
h fe R E 
R E hie
1




hie  R E  hie  R E

114
 Droite de charge dynamique et dynamique de sortie :
droite de charge dynamique: pente 1/(rc+RE), passe par Qrepos
Ic
v ce  v L  R E ic    rc  R E ic
 ic  
vce
v ce
r
C
 RE
ic
IBQ
droite de charge statique
Q(repos)
IC 
V CC  V CE
RC  R E
VCE
vce
t
 le point de fonctionnement reste sur une droite de charge dite dynamique
115
La forme du signal de sortie change lorsque le point de fonctionnement touche les limites,
bloquée ou saturée, du domaine linéaire.
v s   rc ic 
rc
rc  R E
v ce  v s  v ce
V CE
Ic
IC
Ic
droite de charge
Q(repos)
Q
Q
IBQ
IBQ
Q(repos)
VCE
VCE
 rc
VCE
 R E I C
Q
Q
vce
 Point de repos optimale pour une dynamique maximale : VCE Q   rc  R E  I C Q
116
 Amplificateur EC avec émetteur à la masse :
 RE est nécessaire pour la stabilité du point de fonctionnement statique.
 RE diminue considérablement le gain...
“Remède” : découpler (“shunter”) RE par un condensateur en parallèle
 seul le schéma dynamique est modifié.
VCC
RC
R1
pour CE ou f suffisamment* élevé :
ie
CB
CC
RL
vg
R2
*:
RE
R E // C E 
vs
vg
ib
rB
ve
hie
hfeib
rc
CE
hie
h fe
117
 Gain en tension (sur charge):
Av
or
L

rc  h fe

hie
rf 
rc
rf
kT
IC
>> gain avec RE
 le gain dépend fortement de rf
(résistance interne de la fonction BE)
(la contre-réaction n’agit plus en dynamique…)
r I
 Av   c C
L
kT
 Le gain dépend de IC  distorsion du signal aux amplitudes élevées
 Impédance d’entrée de la base :
v
Z e  e  hie
ib
 Impédance de sortie : Z s  hoe 1 // R c
significativement réduit...
(vue de la charge RL)
118
 Droite de charge dynamique et dynamique de sortie :
v ce   ic rc
Ic
“droite de charge dynamique”
vce
ic
ICQ
Q
droite de charge statique
V CE
VCE
Q
rc I C
Q

 Il y a déformation du signal dès que : v s  min V CE Q , rc I C Q
 Le point de repos optimal correspond à
V CE
Q

 rc I C
Q
119
 L’amplicateur EC en résumé :
Emetteur à la masse :
Gain en circuit ouvert : Av  
Impédance de sortie :
Impédance d’entrée de la
base du transistor:
RC
hie
h fe  
RC
 1 en valeur
absolue
rf
Z s  RC
(de q.q. kW )
Z e  hie
(de q.q. kW )
Avec résistance d’émetteur (amplificateur « stabilisé »):
Gain en circuit ouvert :
Impédance de sortie :
Impédance d’entrée de la base:
Av  
RC
r f  RE

RC
RE
Z s  RC


Z e  hie  h fe  1 R E
(élevée, hfe ~100-200)
 L’inconvénient du faible gain peut être contourné en mettant plusieurs étages
amplificateur EC en cascade (cf. plus loin).
120
4.7.3 Amplificateur à collecteur commun (CC) ou encore montage « émetteur suiveur »
 Particularités des amplificateurs CC :
 Le transistor en mode actif
 Le signal d’entrée est appliqué (“injecté”) à la base du transisor
 La sortie est “prise” sur l’émetteur
 La borne du collecteur est commune à l’entrée et à la sortie  ”Collecteur commun”
 Les différences d’un amplificateur CC à l’autre sont :
 Le circuit de polarisation
 Les modes de couplages avec la source du signal et la charge.
 La présence éventuelle de condensateurs de “découplage”.
121
Exemple:
VCC
 Polarisation par diviseur de tension
R1
C
C
 Couplage “capacitif” avec la source, vg, et la charge RL.
B
i sortie
vg
hypothèse: Mode actif
E
R2
RE
RL
vs
Ze
Analyse simplifiée (« 1ière approximation ») :
Mode actif  V BE  0 . 7V
 Av 
vs
vg
1
 V E  V B  0 . 7V  v s  v E  v B  v g
L’émetteur “suit” la base.
122
 Analyse dynamique :
ientrée
vg
transistor
ib
R1//R2
B
C
hfeib
hie
iL
E
RE
vs
RL
Ze
 Gain en tension en circuit ouvert :
RE
Av 
RE 
 Gain en tension sur charge : Av 
L
rE
rE  r f

hie
RE
RE  r f
1

kT
 R E  r f 
IE

h fe  1
 1 avec rE  R E // R L
 Impédance d’entrée : Z e  rB // hie  h fe  1rE   1
vs
 Gain en courant :
Ai 
iL
ientrée

RL
vg
 AvL
Ze
RL

Ze
 1
RL
Ze
123



 Impédance de sortie
ib
hie
is
hfeib
RE
rB
vs


 
v s  R E  i s  h fe  1 ib 

v s   hie  ib

Zs 
vs
R E hie

hie  R E h fe  1
RE


v
Zs  s
is
vg 0

v 
v s  R E   i s  h fe  1 s 
hie 



hie
h fe  1
hie
h fe  1
 RE
hie !
 R E //

 rf
h fe  1 h fe
hie
124
 Dynamique de sortie
VCC
droite de charge dynamique : pente 1/rE
Ic
R1
droite de charge statique
C
C
V
 VCE
I C  CC
RE
Q(repos)
B
i sortie
vg
E
V E  V CC  V CE
R2
RE
RL
vs
rE I C
VCE
Q
VEmax  VCC -0.2V
VEmin  0 V
 Point de repos optimal : V CE Q  rE I C Q
 Le point optimal dépend de la charge.
125
L’amplicateur CC en résumé :
Av  1
Z e  R1 // R 2 //( hie  h fe rE )  h fe R E
Z s  R E //
Av
L
 Av
R g  hie
h fe  1
RL
RL  Z s

R g  hie
peut être de l’ordre de quelques 100kW
inférieure à quelques dizaines d ’Ohms
h fe
 Av
Ze
i
Ai  L  Av
 1
L
ie
RL
 hfe si RE constitue la charge
(iL = ic et ie  ib )
Intérêts du montage :
Faible impédance de sortie
Impédance d ’entrée élevée
Applications :
« Etage - tampon »  Isolement d ’une source à haute impédance de sortie d ’une charge à basse
impédance.
exemple :
1
Amplificateur de puissance (cf plus loin)
126
4.7.4 Amplificateur à base commune (BC)
 Particularités des amplificateurs BC :
 Le transistor en mode actif
 Le signal d’entrée est appliqué (“injecté”) à l’émetteur du transisor
 La sortie est “prise” sur le collecteur
 La borne de la base est commune à l’entrée et à la sortie  ”Base commune”
VCC
RC
hfeib
E
R1
RL
RE
C
hie
rc
ib B
R2
RE
vg
127
hfeib
 Propriétés :
E
ve
 Gain en tension :
Av
L

C
RE
h fe rc
ib B
hie
Ze
 Gain en courant :
Ai 
h fe
hie
RE
rc
hie
Zs
1
 h fe  1
 Impédance d’entrée : Z e  R E //
hie
h fe  1

hie
h fe  1
 Impédance de sortie : Z s  "  " (hoe = 0)
 rf 
sinon
kT
IC
quelques W.
Q
1
Z s  hoe
comportement en source
de courant
128
Exemple d’application : convertisseur courant - tension
quadripôle équivalent à l’étage BC
R
is
ie
vg
ie 
Ze Ai ie
vg
R  Ze

vg
R
~indépendant de Ze
RL
Zs
 v s  R L  i s  R L  Ai  ie
tant que RL <<Zs.
tension de sortie  courant d’entrée
 Lorsque vg = 0, (ie=0), la sortie est “vue par la charge” comme une résistance très grande (hoe-1)
(cf. charge active)
129
4.7.5 Influence de la fréquence du signal
 On se limitera au montage EC pour illustrer l’influence de la fréquence du signal sur les
performances d’un amplificateur à transistor bipolaire.
Limitation à basse fréquence  condensateurs de liaison et de découplage
Limitation à haute fréquence  capacités internes au transistor
C et Ce  court circuit
Basse fréquence
filtres passe-haut
+VCC
Rg
RC
R1
RG
dynamique
vg
RL
C
R1 // R 2
C
ib
hie
hfeib
RE
R2 RE
RC
RL
CE
Z E  R E // C E  0
fci 
1
2 rC
, avec r  R1 // R 2 // Z e  R g
Ze = impédance
d ’entrée de l ’étage
ZE diminue le gain
(voir ampli stabilisé)
Fréquence de coupure inférieure du
montage = max  f c i , f c o 
fc
o

1
2  R L  R C C 130
Hautes fréquences
Rg
ib
hie
R1 // R 2
Cbc
R c // R L
hfeib
Cbe
qualitativement: aux fréquences élevées, Cbe court-circuite la jonction base-émetteur  ib diminue
Cbc crée une contre-réaction.
On montre que :
Comportement en filtre passe-bas, avec
fc
h

1
h fe



2  C be  C bc  1 
R L   hie // R g // R1 / 2


hie





131
4.7.6 Couplage entre étages
 Objectif
Coupler plusieurs “étages” pour améliorer les propriétés du circuit...
Exemple : Amplificateur avec
- gain en tension élevé
- faible distorsion
- bonne stabilité (thermique, dispersion)
- impédance d’entrée élevée
- impédance de sortie faible
Solution possible :
 stabilité et faible distorsion  EC stabilisé (RE)
 gain élevé  plusieurs étages en cascades
 Ze élevée  étage C.C en entrée
 Zs faible  étage C.C en sortie
Difficultés du couplage :  Polarisation de chaque étage
 Gain sur charge : chaque étage “charge” l’étage précédent
 Réponse en fréquence de l’ensemble (cf. couplage capacitif)
132
 Couplage capacitif
 Utilisation de condensateurs de liaison, CL
Exemple: amplificateur à trois étages CC - EC - CC
+VCC
RC
R1
R1
R1
CL
CL
CL
ventrée
RE
R2
C.C.
CL
RE
R2
RE’
E.C.
charge
CE
R2
C.C.
 Les points de fonctionnement des 3 étages sont indépendants (en statique CL = circuit ouvert)
(dans l’hypothèse où la résistance interne de Vcc négligeable…)
 Les paramètres dynamiques (gains, impédances) ne sont pas indépendants
 ex: l’impédance d’entrée du 3ième étage (= charge de l’étage E.C.) détermine le
gain sur charge du 2ième étage, etc.
133
+VCC
RC
R1
R1
R1
CL
T1
ventrée
T2
CL
RE
C.C.
L
comme
Av
CC
Ze
R2
CE
’
C.C.
E.C.
 Av
L
E .C
1
ier
 Z s
 1  Av
L
ét .
CC
montage
charge
RE
R2
R2
montage
T3
CL
RE
Av
CL
 Av
L
2
ier
et Z e
 Av
ét .
C .C
E .C
 Av
L
3
 Z s

ier
ét .
 Av
EC
R c h fe
hie
 étages
L
 Av
T2
T2
134 loin)
Inconvénient: les condensateurs imposent une fréquence de coupure basse au montage (cf. plus
Couplage direct
 Pas de fréquence de coupure basse
 Les circuits de polarisation des différents étages ne sont pas indépendants.
30V
Un exemple :
24k
hfe ~100
5k
27k
T4
T3
vs
T2
T1 ,T2=PNP!!
2.4k
680
T1
vg
AvL ~1
Av  -10
E.C.
E.C.
AvL  -40 = gain en circuit ouvert
(2.4k x hfe>> 27k)
2 suiveurs
“Darlington”
 Amplificateur de tension stabilisé :
T
T

T
EC #1
EC # 2
EC #1
EC # 2
A
 Av
 Av
vL
vL
Av  A

 Ze élevée : Z e  h fe1 Z e T 2  h fe1 h fe2  5000  50 M W
 Zs  24 kW
135
 Analyse statique :
VCC= 30V
24k
 VCC polarise en directe les deux
jonctions EB de T1 et T2
(transistors PNP)
5k
27k
3V
 En statique, vg = 0
0.7V
T
 V CE1   0 . 7V
0.7V
 T1 en mode actif
T4
T3
T
I E3
T2
vs
2.4k
680
T1
T
 V CE2   1 . 4V
 T2 en mode actif
T
T
T
T
T
T
 V E 3  0 . 7V  I C3  I E3  1mA
 V E 4  2 . 3V  I C4  I E4  1mA
T
 V C 4  6V
T
 V CE3  2 . 3V
 T3 en mode actif
T
 V CE4  3 . 6V  T4 en mode actif
I E 2  5 . 7 mA et I E 
1
IE
h FE
2
T2
136
 Mais attention….
VCC= 30V
24k
refaisons le calcul avec VBE=0.6V :
5k
T
 V CE2   1 . 2V
3V
T
0.6V
 V E 3  0 . 6V
T
27k
0.6V
T
 I C3  I E3  0 ,88 mA  0 ,9 mA
T3
T2
T1
T
 V CE3  5 . 7V
au lieu de 3V…
T4
T
I E3
vs
2.4k
680
vg
T
T
T
T
 T4 en mode saturé !!
 V E 4  5 . 1V  I C 4  I E4  2 ,1mA  2 mA
 V CE4   18 V
Amplification des dérives des composantes statiques
137
 Couplage par transformateur :
étage EC
condensateur d ’accord:
le circuit résonnant, LC, limite la
transmission aux fréquences
proches de la fréquence de
résonnace

Z 
A  c
 v
r f 

condensateur de découplage
(masse en alternatif) (EC)
polarisation par
diviseur de
tension
transmission du signal d’un étage à l ’autre par le transformateur
Application majeure: essentiellement en radiofréquences (>500kHz)
exemple: syntonisation d ’une station radiophonique ou d ’un canal de télévision
138
4.7.7 Amplificateurs de puissance
 Impédance de sortie et amplicateur de puissance
Puissance moyenne fournie par l’amplificateur :
Zs
iL
vs
RL
charge
vL


RL

v
 R  Z s 
2
v
 L

s
P  v L t   i L t   L 
2 RL
2 RL
cos  t 
2
1
2
étage de sortie
d’un amplificateur
Puissance maximale: 
dP
dR L
0
2

RL  vs
2
2RL  Z s 
, v L  amplitude du signal
  RL  Z s
 Pmax 
(“adaptation” d’impédance)
 Pour vs constant, Pmax augmente quand Zs diminue
A.N. vs=1V : Zs=10kW  Pmax=0.012mW | Zs=10W  Pmax=12mW
Rg
vg
Etage CC
Ze
Zs
vg
charge
2
gain en puissance en conditions
d’adaptation d’impédance avec et
sans étage amplificateur = Zs /Rg
139
vs
2
8  Zs
 Amplificateur de Darlington
 Amplificateur comprenant deux étages émetteur-suiveur montés en cascade
 Gain en tension :
Vcc
“Darlington”
 L’impédance d’entrée de T1 est très élevée et ne
“charge” pas beaucoup T2
R1
 Av  1
T2
vg
R2
 Impédance d’entrée du Darlington :
(après les résistances du pont diviseur)
T1
vs
 L’impédance d’entrée élevée de T1 constitue la
résistance d’émetteur (RE) de T2
RE
T
 Z e  h fe  Z e 1  h fe  h fe  R E  1
2
2
1
Ze
T1: hfe1 T2:hfe2
 Ib (T2) très faible  choix de R1 et R2
 Gain en courant :
T
Ai 
i E1
T
i 2
b
T

T
i E1 ib 1
T1 T 2
i
b b
i
T
T
b
b
i E1 i E2

 h fe  h fe
1
2
T1 T 2
i i
140
 Impédance de sortie du Darlington :
hie
T
Z s 2  hie
 Zs 
h fe
Vcc
T1

T2
h fe
 hie
2
hie
 2
h fe
1
T1
T2
h fe h fe
1
2
1
R1
T2
vg
puisque
R2 I E
2
T1
IE
hie
T1

kT  h fe
1
e  IE
1

kT
e  IE
vs
1
IE  IB 
RE
2
Etage CC unique : Z s 
Pmax  étage CC avec Darlington
 
1

T2
h fe
2
IE
hie
h fe
1
h fe
2
 h FE
1
hie
h fe
Pmax simple étage CC

141

 Darlington = “supertransistor” bipolaire….
 Existe sous forme de composant discret à trois bornes, nommé transistor Darlington. Il se
comporte comme un seul transistor à gain en courant extrêmement élevé.
(ex: 2N2785: hfe=2000-20000.)
 Existe aussi avec des transistors PNP.
 Utilisé fréquemment pour les applications d ’isolement entre étages (Ze très élevée, Zs très faible)
 Utilisé fréquemment comme étage de sortie des amplificateurs de puissance (Zs très faible)
142
 Amplificateur Push-Pull
 Amplificateur classe A / classe B
 Dans les montages amplificateur vus précédemment, les transistors sont à chaque
instant en mode actif
 Amplificateur de “classe A”
Avantages:
 faible distorsion (en cas d’amplificateur stabilisé)
simplicité
Inconvénients :
 Amplitude de sortie limitée (typ: 0.2<VCE<Vcc  vCEmax~Vcc/2)
 Importante consommation en absence du signal : courants de polarisation non nuls
+VCC
R1
Ip
IC
RC
P
alimentati
on

 V cc  I C  I p
Q

Q
ex: Vcc = 15V, IC=1mA, Ip = 0.1mA => P ~ 15mW
R2
RE
en absence de signal…
Amplificateur classe B: transistor bloqué en absence de signal d’entrée. (ex: Push-Pull)
Avantages:
 faible consommation, dynamique de sortie élevée
Inconvénients :
 Distorsion du signal
143
 Push Pull
Principe de fonctionnement
Exemple :
 Transistors bloqués au point de repos
(amplificateur « classe B »).
R1 et R2 sont telles que (lorsque vg=0) on a
+Vcc
ICNPN
R1
B
V BE
NPN
NPN
V CE
P
~1.2V
R2
B’
R1
NPN
RL

~ 0 . 6 et V EB
PNP

~ 0 .6 V
 Transistors bloqués (de justesse): IB~0 =>IC~0
R2
vg
NPN
IC
PNP
 V EC
PNP
 V CC
V
 IC
V
NPN
PNP
 CC  V
CE Q
EC Q
2
vsortie
ICNPN
PNP
ICPNP
VP
ICPNP
IB~0
IB~0
IC
0
-VCC
NPN
CEQ
V
PNP
V
CEQ
VCENPN
VCC
0
VCEPNP
144
 En présence d’un signal d’entrée chaque transistor
est alternativement actif ou bloqué ( « Push-Pull »)
émetteur suiveur
+Vcc
 Si v g>0  NPN actif, PNP bloqué
R1
B
V p  V B  0 . 7V
NPN
 DV p  DVB  vg
R2
P
~1.2V
vg
R2
RL
B’
R1
PNP
vsortie
Droite de charge dynamique
IC
v
ic   CE
RL
droite de charge statique
VCEQ ~VCC/2
 Amplitude max : VCC/2
IB=0
VCC/2
VCE
 si vg<0  NPN bloqué, PNP actif …
145
Formation du signal de sortie
ib
NPN

IC
IC
vg
NPN
h fe RL
VCE
PNP
VEC
t
PNP
b
i
Signal de sortie:
vsortie
NPN actif
t
PNP actif
 Plus grand domaine de fonctionnement
146
Difficultés de cet exemple
 positionnement du point de repos
V BE
Q
trop faible
IC
ICsat
t
t
VCE
transistors bloqués
 Distorsion de croisement : Si VBE trop faible au repos, les deux transistors seront bloquées
pendant une fraction du cycle.
 Risque d’emballement thermique (pas de contre-réaction)
147
Polarisation par diodes
Point de repos
+Vcc
R1
NPN
D1
ID
vg
choix de R1 : ID ~0
comme VD =Vbe IE ~ID ~0
 Idéalement D1, D2 = diodes de
caractéristiques appariés aux transistors
2  V BE
RL
D2
PNP
vsortie
R1
Remarques:
 L ’amplificateur Push-Pull existe aussi avec des paires de Darlington
 Zs plus faible  puissance maximale supérieure
148
4.7.8 Amplificateur différentiel
 Deux signaux d’entrée, V+, V Sortie = collecteur d ’un transistor
+Vcc
Rc
Rc
Vs
hypothèse : T1 et T2 appariés (circuit intégré)
RB
 Régime statique : V   V   0 
 Par symétrie : IE1=IE2=IE
V
T1
T2
E
IE
RE
IE
RB
V
2IE
-VEE
 Pour RB <<hfeRE : V R  R B I B  2 R E I E  V EE  0 . 7  2 R E I E
B
IE 
V EE  0 . 7
2RE
 Tension continue en sortie : V s  V CC  R c I E
149
 Régime dynamique:
+Vcc
 Mode différentiel:
Rc
hyp: V    V   " v e "
 I E 1  I E  ie 1
et
Rc
Vs
I E  I E  ie
2
2
RB
avec IE la composante continue du courant émetteur.
T1
V
Pour de signaux d’entrée de faible amplitude : ie  ie
2
1
Par conséquent : I R E  I E1  I E 2  2 I E
E
T2
RB
RE
-VEE
 Le courant dans RE n’a pas changé, et la tension en E reste constante.
 E constitue une masse dynamique !
d ’où le « gain en mode différentiel » :
Rc
Rc
R c h fe
v
Ad  s 
 1
ve
hie
vs
RB
RB
E
 V+ = entrée non-inverseuse
 V- = entrée inverseuse
 ve
ve
étage EC
vs  
R c h fe
hie
 v e  
R c h fe
hie
ve
150
V
 Mode commun:
hyp:
V  V  ve
+Vcc
 I E  I E  ie
1
et
IE
2
Rc
 I E  ie
Vs
 I R  I E  I E  2  I E  ie 
E
1
2
RB
 V E  2 R E   I E  ie   2 R E I E  2 R E ie
T1
V
E
T2
RB
V
RE
La tension en E équivaut à celle d’un étage unique
ayant une résistance d ’émetteur double. D ’où le
schéma équivalent :
Rc
Rc
-VEE
Rc
vs
RB
RB
E
E’
ve
ve
2RE
2RE
2 étages EC stabilisés indépendants
vs  
Rc
2RE
ve
d’où le «gain en mode commun »:
Ac  
Rc
2RE
 1 pour R E  R C
151
 Signaux d’entrée quelconques :
On peut toujours écrire :
avec
V 
V  V V  V

 V mc  V md
2
2
V 
V  V V  V

 V mc  V md
2
2
V mc 
D’où, par le principe de superposition :
où
CMMR 
Ad
Ac

2 h fe R E
hie
V  V
V  V
et V md  
2
2
v mc 

v s  A d v md  Ac v mc  A d  v md 

CMRR 

= « taux de réjection en mode commun »
(common mode rejection ratio)
 Intérêts de l’amplificateur différentiel : Entrées en couplage direct (seule vmd est amplifiée)
 Ampli. différentielle = étage d’entrée des Amplificateur opérationnel.
 Impédance d’entrée et CMRR très élevés
152
 Polarisation par miroir de courant
Il faut
CMRR 
2 h fe R E
 1
hie
+Vcc
Choisir RE très élevée pose plusieurs problèmes:
 nécessite une augmentation de l’alimentation
pour maintenir Ic (donc le gain) constant
Rc
Rc
Vs
 incompatible avec la technologie des circuits
intégrés.
RB
T1
T2
RB
V
 il suffit que RE soit élevée en régime dynamique !
IEE
R
 Solution = source de courant ( R,D,T3)
T3
D
hyp: D et T3 = appariés
 I EE  I E 
3
IE3
-VEE
V cc  V EE  0 . 7
R
153
V
« Miroir » de courant
Hyp: la caractéristique I(V) de la diode est identique (appariée) à celle de la jonction PN du transistor
Val
ID 
V al  0 . 7
R
comme VBE = VD
R
IC = ID
ID
VD
IC est le « miroir » de ID…
A
IC
 I ne dépend pas du circuit en pointillé
vu de A, le circuit se comporte comme une source de
courant idéal (tant que le transistor est actif)
 en tenant compte de l’effet Early, IC dépend
légèrement de VCE
154
Schémas équivalents du circuit vu de A :
schéma dynamique
petits signaux
schéma statique
« grands signaux »
Val
R
IC=ID +VCE . hoe
ID
iC=vCE . hoe
A
IC
ID
R ~hoe-1
R ~hoe-1
VD
 R > 100 kW
155
Schéma équivalent de l’ampli différentiel:
en dynamique
+Vcc
vs
Vs
IEE
hoe-1
hoe-1
-VEE
 hoe-1 (effet Early de T3) est de l’ordre de quelques 100kW.
 En dynamique, hoe-1 joue le même rôle que RE et augmente considérablement CMRR.
156
Exemple d’application
Thermostat
157
Exemple d’application
Thermostat
« charge active »
R
0.5mA
B
A
Figure 2.76
paire différentielle
source de courant
158
Exemple d’application
Thermostat
Si VA> VB
R
0.5mA
B
A
Figure 2.76
paire différentielle
source de courant
159
Exemple d’application
Thermostat
Si VA> VB
0.6V
I 
0 .6
 6A
0 .1
R
0.5mA
B
A
Figure 2.76
paire différentielle
source de courant
160
Exemple d’application
Thermostat
Si VA< VB
0V
I  0A
R
0.5mA
B
A
Figure 2.76
paire différentielle
source de courant
161
5. Transistors à effet de champ ou FET (field effect transistor)
5.1 Introduction
 Caractéristiques de base
 Composant à trois bornes : S, D et G, (parfois quatre: substrat)
 Un courant (ID) peut circuler de
la source S au drain D via le
“canal” (zone dans le
semiconducteur, proche de
l’interface avec la grille):
VGS
VDS
G
D
S
ID
canal
 Le courant circulant dans la grille (IG) est négligeable.
=> IS = ID !
substrat (Si)
 ID , à VDS constant, est commandé par la tension
de grille – source (VGS) ”effet du champ”
électrique
 FET à canal N : courant porté par les électrons, de S vers D
(sens positif de ID: de D vers S)
 FET à canal P : courant porté par les trous, de S vers D
(sens positif de ID: de S vers D)
162
 Allure générale des caractéristiques “de sortie” : I D V DS  V
DS
ID
Régime
linéaire
Mode actif
VGS = cst
~résistance
modulée par
VGS
~ source de
courant
commandée par
VGS
VDS
limite de zones
163
 Différences entre FET et transistor bipolaire :
 IG << IB
 Impédance d’entrée très grande (parfois > 1014W)
 Montages de polarisation plus simples
 Régime linéaire
 pente = f(VGS)  résistance variable (pas d’équivalent pour le bipolaire)
 VDSsat > VCEsat : tension résiduelle du transistor en mode saturé plus élevée.
 Régime de saturation (mode actif)
 ID commandé par une tension
dI d
 transconductance g m 
dV gs
(au lieu de hfe)
Dispersion de fabrication plus élevée sur gm que sur hfe
 Caractéristiques « transverses » en mode actif :
 Bipolaire : à VCE cst, IC =IB ou IC =a IE
 FET: à VDS cst, ID = f(VGS) = relation non-linéaire
 dépend du type de FET….
164
 Différences entre FET et transistor bipolaire :
figure 3.2 p 115
165
 Différents types de FET
 JFET : FET à jonction : La grille et le canal forme une jonction PN
S
D
G
JFET à canal P
S
D
G
JFET à canal N
 Transistor « normalement passant »
 ID est maximal pour VGS = 0, et diminue lorsqu’on augmente VGS (en valeur absolue).
ID est nulle lorsque VGS dépasse une valeur limite VGSoff.
 Canal P : VGS > 0  la charge positive sur la grille repousse les trous
 Canal N : VGS < 0  la charge négative sur la grille repousse les électrons
166
 MOSFET (Métal Oxyde Semiconducteur – FET) à enrichissement :
La grille et le canal forment un condensateur à “plaques //”, l’isolant étant l’oxyde du silicium.
D
substrat
G
S
MOSFET : canal N
substrat
G
S
canal P
 transistor « normalement bloqué ».
 ID est nul lorsque VGS = 0 et augmente dès que VGS dépasse une valeur seuil Vs
Canal P : Vs < 0  la charge négative sur la grille attire les trous
Canal N: Vs > 0  la charge positive sur la grille attire les électrons
167
 La ligne pointillée indique que le canal est inexistant tant que VGS < Vseuil
 Le substrat est généralement relié à la source.
 Les transistors MOSFET à appauvrissement :
• comportement similaire au JFET, mais VGS >0 (canal N) autorisé
• très peu utilisés
• non traités en cours.
 D’autres symboles sont parfois utilisés pour les mêmes composants
Exemples:
168
Conditions de fonctionnement : VGS  0 , VDS  0
 Caractéristiques d’un JFET à canal N :
VDS sat  VGS  VP
VGS=0
ID (mA)
V DS  V DS
sat
16 I DSS
12
8
transistor
bloqué
VGS(V)
Régime de saturation
Régime « linéaire »
VGS=-1V
4
0
-2 -1.5 -1 -0.5
P
VGSoff
Pour V DS  V DS sat :
Pour V DS  V DS sat :
2V
4

V GS
I D  I DSS  1 

V GS
off


6





I D  2 k V GS  V GS

off

2
8

VDS (V)
 k V GS  V GS
off

2
k 
I DSS
V GS
  V DS2   V DS

 pour VGS < VGSoff, ID  0, transistor bloqué.
 pour VGS >0, le courant IG augmente rapidement (zone non utilisée).
 tension de « pincement » VP ~ - VGSoff
169
2
off
 Caractéristiques d’un MOSFET à canal N :
V DS
V DS  V DS
sat
sat
 V GS  V S
ID
ID
transistor
bloqué
VGS(V)
Vs
Régime de saturation
Régime « linéaire »
Pour V DS  V DS sat :
VDS (V)
I D  k V GS  V s 
2
V
Pour V DS  V DS sat : I D  2 k  V GS  V s   DS
2


V
 DS

 pour VGS < VS, ID  0, transistor bloqué
 VGS-VS = « tension d’attaque de grille ».
170
En résumé :
V DS  V DS
sat
J
VGSoff
Vs
Vs
VGSoff
171
5.2 Schémas équivalents petits signaux
VDS  VGS  VP
 Régime linéaire :
ID
Q
VDS
G
D
=
RDS
S
Pour VGS > VP , et VDS <VGS +VP :R DS 
résistance fonction de VGS

V


k  V GS  V P   DS

2 

avec k = constante
dépendant du composant
 Condition: VDS suffisamment faible (<VGS+VP ), souvent inférieure à 0.5V.
 Dans ces conditions, Source et Drain peuvent être inversés.
JFET: “RDS(on)” = RDS pour VGS  0
ordre de grandeur:
R DS
MOSFET enrichissement: “RDS(on)” = RDS pour VGS élevée (~10V).
 0 . 05 W  10 k W
on
R DS
off


 R DS V GS  V GS (canal N)  M W
off
172
 Régime de saturation :
ID
Pour VDS  VDS sat , ID est commandée par VGS
I D  k V GS  V S
Q
 V GS
2
VDS
ID est commandé par VGS
i d  g m v gs
avec
gm 
 ID
 V GS
=“transconductance”
ID (mA)
V DS
16
12
 schéma linéaire équivalent:
id D
G
v gs
8
Q
g m v gs
r
4
v ds
VGS(V)
-2 -1.5 -1 -0.5
VGSoff
S
tient compte de l’augmentation de vds avec id
(équivalent de l’effet Early)
 caractéristique ID(VGS) non-linéaire : gm (VDS)
173
0
JFET

V
g m  g mo  1  GS

V GS
off


2 I DSS
 , avec g
mo 

V GS

off
= pente pour VGS=0
 gm varie linéairement avec VGS .
MOSFET à enrichissement
g m  2 k V GS  V s 

Ordre de grandeur : gm=1 - 10 mA/V (mS ou mmho) g m 1  0 . 1  1k W

174
5.3 Quelques circuits de polarisation
 Objectif : fixer le point de fonctionnement au repos
 Polarisation automatique par résistance de source d’un JFET:
+VDD
RD
ID
IG  0 G
RG
ID  
1
RS
ID
VGS
D
S
Q
ID
ID
V
 VDS
I D  DD
RD  RS
Q’
Q’
RS
VGS VP
VGSQ
 V GS
Q
VDS
VDSQ
Dipersion de fabrication

V
I D  I DSS  1  GS

V GS
off

V
I D   GS
RS




2






 ID , VGS , VDS .
175
 Polarisation par réaction de drain (MOSFET à enrichissement)
+VDD
V
 VDS
I D  DD
RD
RD
RG
I G  0  VGS  VDS
ID
ID
Q
D
V GS 
.
S
VGS(V)
VDS (V)
VDD
I G  0  V GS  V DS
176
5.4 Applications des FET
 Sources de courant à JFET
+VDD
charge
V GS  0

I D  I DSS
 Avantage du JFET: polarisation de la grille inutile.
 Inconvénient : dispersion de fabrication sur IDSS.
 IDSS= augmente avec VDS  résistance de sortie non infinie
I
Source de courant ajustable par la résistance variable.
R

V GS
I D  I DSS  1 

V GS
off

V
I D   GS
R




2


  ID



177
Source de courant à plus grande impédance de sortie
+VDD
 T2 et T1 tel que IDSS(T2) > IDSS(T1)
charge
I
T2
T1 I = IDSS (T1 )
 VGS (T2) est telle que ID(T2) = IDSS(T1)
VDS(T1) =VGS(T2)
T1
influence de le charge sur VDS(T1) atténuée
source de courant ordinaire
I varie moins avec la charge
 impédance de sortie plus grande.
178
 Amplificateur source commune
Exemple :
 hypothèse: Mode actif , C très élevées
VCC
RD
C
D
S
C
vg
JFET
RG
RS
vg
vs
vgs
RG
C
Ze
gmvgs
RD vs
Zs
 Gain en tension (circuit ouvert) : Av   g m R D
Impédance d’entrée : Z e  R G
(RG peut être prise très grande, de l’ordre du MW ou plus)
Impédance de sortie : Z S  R D
 gm = fonction de VGS  distorsion
“quadratique”
179
Stabilisation par une résistance de source :
VCC
JFET
RD
vg
D
S
vg
RG
vs
vgs
gmvgs
RG
RD
vs
rS
rS
RS
Gain en tension : v g  v gs  rs g m v gs
d’où : Av 
vs

vg
et v s   g m v gs R D
g m RD
1  rs g m

RD
1
gm
 rs
 L’influence de gm sur le gain est réduite si rs>>1/gm. Le gain en tension est plus faible.
 rs introduit une contre-réaction: v gs  v g  rs v s
(vs et vg en opposition de phase, Av <0)
180
 Amplificateur drain commun (ou « source suiveuse »)
vg
vg
G JFET D
ve
VCC
vGS
RG
D
S
S
RS
RG
RS
gmvGS
vs
Ze
vs
Zs
 Gain en tension (circuit ouvert) : Av 
Impédance d’entrée :
Impédance de sortie :
g m RS
1  g m RS
RS

gm
1
 RS
1
Z e  RG
Zs 
vs
c .o .
is
c .c

Rs
g m Rs  1

Rs g m
1
Rs  g m
 R s // g m
1
1
181
 Résistance commandée
 Pour VGS > VGSoff et VDS <VGS +VP : R DS 

V


k  V GS  V P   DS

2 

ex:
R
vsortie
ventrée
 v sortie 
R DS
R DS  R
v entrée
= atténuateur variable, commandé par Vcom
 En choississant R  R DS on , vsortie varie entre ~0 et ventrée
Vcom
 Imperfection:
RDS dépend de VDS  réponse non-linéaire
182
Amélioration possible:
R DS 

V


k  V GS  V P   DS

2 

R
vsortie
ventrée
R1
R1
Vcom
 V GS 
 R DS 
V DS

V com
2
2
I G
 0
1
k V com  V P 
 Linéarité presque parfaite
183
Application: Commande électronique de gain
exemple:
Etage EC avec rE =RDS (//200k)
15V
5k
75k
signal
d’entrée
signal de sortie
1µF
50k
5.6k
Av  
100k
1µF
Rc
rE
 Av  

5k
R DS V com  // 5 , 6 k
5k
R DS V com


 V com  V p

Vcom
100k
 il faut RDS< 5.6k
 amélioration possible: charge active pour RE.
184
 Interrupteur à FET
Exemple d’application:
185
 Inverseur logique
CMOS=« Complementary MOS) »
aucun courant drain circule,
quelque soit le niveau de sortie
186
6. Contre-réaction et amplificateur opérationnel
 Circuit bouclé et rétroaction
Circuit bouclé :
ve
e
A
vs
La sortie agit sur l’entrée
v s  A  e  A v e  B  v s 
?
 vs 
A
1  AB
B.vs
B
ve
Rétroaction positive : l’action de la sortie sur l’entrée renforce la variation du signal de sortie
ex: A>0, B < 0
(sans déphasage)
v s  Bv s  e  v s  
 la sortie diverge les composants sortent du domaine linéaire
 par exemple : transistor sature
vs 
A
1  AB
ve
comportement non-linéaire  A,B modifiés
 Montage transistor avec rétroaction positive: transistor en saturé/bloqué
187
Rétroaction négative ou « contre-réaction » :
ve
e
A
vs
L’action de la sortie sur l’entrée atténue la
variation du signal de sortie
B.vs
B
ex: A>0, B >0 (sans déphasage)
v s  Bv s  e  v s  
 la sortie converge vers :
vs 
A
1  AB
ve  G  ve
• G = gain en boucle fermée :
• G<A
• Si AB >>1 , G 
1
B
la variation ou toute incertitude sur A n’affecte pas G.
 Amélioration de la linéarité
 B = “taux de réinjection”
188
Exemple:
VCC
ic
RC
R1
e
CB
CC
vg
RL
ve
hie
E
RE
vs
i
hfeib
Rc vs
ie
R2R
E
v s 

i   ic  ie 
 v E  R E ie 
e
 ib 
 ic 
 vs 
RE  contre-réaction
 v 
R
v E  R E ie  R E   s    E v s  B  v s
Rc
 Rc 
Rc ! 1
 Av  

RE B
e  v g  B  vs
indépendant de hie et hfe!
189
 Montage “Série - parallèle” (contre réaction en tension):
 Entrée en série avec le circuit
de rétroaction
 Sortie en parallèle avec B
ie
ve
Av.vi
vi
Ri
vs
Ze
RL
Gain en “boucle fermé”:
Ampli.
 G 
vs
ve
A
1  AB
A= Gain en “boucle ouverte” :
= vs/vi avec boucle de réaction ouverte, et
même charge RL // ZeB
retour:
B ZeB
vr

vr  B  vs
A
rL
rL  R i
Court-circuit virtuel :
vi 
vs
A

ve
1  AB
 v e
v i  0 pour A  
pour AB>>1
avec ie 
vi
Ze
0
B
Av  Av si R i  rL  R L // Z e
= court-circuit “virtuel”, puisque i~0
“Explication qualitative ”:
si vi “tentait” d’augmenter, l’augmentation importante de vs (A fois plus élevée… ) s’opposera, via
190
B, à cette variation.
ie
Impédance d’entrée
Ze
B .F .
v
v  B  vs
v 1  AB
 e  i
 i
ie
ie
ie

 Z e 1  A  B   Z e
ve
vi
Av.vi
Ze
vr
Ri
vs
RL
B
 B.F.=“boucle fermée”
 L’impédance d’entrée est augmentée par la rétroaction :
Qualitativement : la contre-réaction maintient vi proche de 0  ie0  ZeB.F. 
Impédance de sortie
Qualitativement :
 En présence de l’impédance de sortie ZsB.F., une diminution
de RL fera chuter la tension vs.
 la diminution de vs induit, via la contre-réaction, une
augmentation de vi , laquelle s’oppose à la diminution de vs…
 l’impédance de sortie est réduite (0 si A)
 L’impédance de sortie est diminuée par la rétroaction
191
Calcul de ZsB.F:
RL  Z s
Lorsque
vs R L  
ve
v  R   
on a v s  R L   s L
2
B .F
AR L 
1  AR L   B
 vs 
ri
RL
ve
avec
Av
 1  Av B 
AR L  
RL
R L  ri
Av
vi
Av.vi
vr
B
Ze
Ri
vs
RL
B
Zs
et ri  R i // Z E B  R i si Z E B  R i
ve
v R   
ri
B .F .
 vs  s L
 RL 
 Zs
 R i
2
1  Av B
Conclusion
 Si A  : Gain stable, linéarité parfaite, Ze infinie, Zs nulle !!
 utilisation d’un amplificateur opérationnel (A~104 - 106, Ri très faible, Ze très élevée)
192
 Amplificateur opérationnel
Architecture d’un amplificateur opérationnel:
+ Amplificateur
- différentiel
Amplificateur
différentiel
Etage amplificateur
Ajustement
composante
continue
Etage
amplificateur
(EC, Darlington)
Emetteur
suiveur
amplification de v+-v-
(gain élevé en « mode différentiel »)
atténuation de v   v 
(gain <<1 en « mode commun »)
sortie
2
Ze élevée  Darlington, MOSFET,...
augmente le gain total (Av>>1)
ex: montage émetteur commun avec transistor composite
(Darlington, hfe >>1) et RC élevée  charge active
Ajustement DC
pas de composante continue en sortie
Emetteur suiveur
impédance de sortie faible
Configuration Push-Pull : domaine de linéarité
193
 Le schéma simplifié (!) du LM741 :
1.12V
Paire différentielle
avec “Darlington”
sources (mirroirs) de courant
EC Darlington
Push-Pull
194
 Exemples de circuits avec rétroaction négative :
Sources de courant
VCC
 Par contre-réaction : vi0
R
R1
 I sortie 
VCC
vi
Ve
A.O.
VEE
R2
Isortie
charge
R 2 R3
(hyp: hFE élevé , AO parfait)
 Isortie  indépendant de la charge,
(à l’effet Early près)
 tension de commande = Vcc-Ve
R1
Ve
R1
R
Vcc
Version avec tensionde commande
reférencée par rapport à la masse :
  I sortie 
V cc  V e
R3
Isortie
Ve
R2
195
Régulateur
Contre réaction :
transistor
de puissance (ex: 2N3055),
avec radiateur
entrée
12V à 30V
(non régulée)
 V  V
sortie : 10V
(régulé) 0 à 10 A
 I 1  1mA
 V A  5 . 6V
 V sortie  10 V
 Si VA diminuait V+>V-
Darlington
 VB augmenterait
4.3k
10k
 Vs= VB -1.4 augmenterait
 VA augmenterait
A
B
741
I1
10
max
I sortie 
Zs
Darlington
5.6k
DZ:5.6V
196
197
198
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