Electrónica de Comunicaciones
CONTENIDO RESUMIDO:
1- Introducción.
2- Osciladores.
3- Mezcladores.
4- Lazos enganchados en fase (PLL).
5- Amplificadores de pequeña señal para RF.
6- Filtros pasa-banda basados en resonadores piezoeléctricos.
7- Amplificadores de potencia para RF.
8- Demoduladores de amplitud (AM, DSB, SSB y ASK).
9- Demoduladores de ángulo (FM, FSK y PM).
10- Moduladores de amplitud (AM, DSB, SSB y ASK).
11- Moduladores de ángulo (PM, FM, FSK y PSK).
12- Tipos y estructuras de receptores de RF.
13- Tipos y estructuras de transmisores de RF.
14- Transceptores para radiocomunicaciones.
ATE-UO EC RX 00
12- Tipos y estructuras de receptores de RF
Antena
Amplificación y
filtrado en alta
frecuencia
Información
Demodulación
Amplificación
en banda base
Cualidades de un receptor:
• Sensibilidad: capacidad de recibir señales débiles. Se mide como
tensión en la entrada necesaria para obtener una relación determinada
entre señal y ruido a la salida.
• Selectividad: capacidad de rechazar frecuencias indeseadas. Se mide
como cociente de potencias de entrada de las señales de frecuencias
indeseadas y de la deseada que generan la misma señal de salida.
• Fidelidad: Capacidad de reproducir las señales de banda base para una
distorsión especificada.
• Margen dinámico: cociente entre niveles máximos y mínimos de
potencia de entrada que garantizan funcionamiento correcto del receptor.
ATE-UO EC RX 01
Tipos de receptores:
• Homodino o de detección directa o de conversión directa
• Reflex
• Regenerativo o receptores a reacción
• Superregenerativo o receptores a superreacción
• Superheterodinos
• De simple conversión
• De conversión múltiple
Receptor homodino (I)
Hay n etapas de RF, todas sintonizadas a la frecuencia a recibir
Antena
Filtro
de RF 1
Etapa de RF 1
ATE-UO EC RX 02
Filtro
de RF n
Demodulador
Etapa de RF n
Información
Amplificador de
banda base
Receptor homodino (II)
Presenta importantes problemas en
receptores de frecuencia variable
Antena
Filtro 1
Etapa 1
Filtro 2
Etapa 1
Filtro n
Etapa n
Demodulador
Variable en función de la frecuencia a recibir
Cálculo del número de etapas en función de la frecuencia a recibir y
del ancho de banda deseado (véanse las diapositivas ATE-UO EC amp señ
65 y 66):
1/n
1/2
1/n
1/2
2
Dfo ≈ [2
– 1] ·fo/Q = [2
– 1] ·2pfo L /R
Ejemplo (suponiendo que las bobinas son ideales, que no es realista):
Receptor de MF 0,5 - 1,6 MHz, con DfO = 20 kHz y Q = 25 @ 0,5 MHz 
Si n = 1 y DfO ≈ 20 kHz @ 500 kHz  DfO ≈ 200 kHz @ 1,6 MHz
Si n = 3 y DfO ≈ 10 kHz @ 500 kHz  DfO ≈ 100 kHz @ 1,6 MHz
ATE-UO EC RX 03
Receptor homodino (III)
Antena
Filtro 1
Etapa 1
Filtro 2
Etapa 1
Filtro n
Etapa n
Demodulador
Variable en función de la frecuencia a recibir
Resumen de las limitaciones del receptor homodino:
• Necesidad de muchos filtros cuando fO >> DfO (o de filtros muy
agudos).
• Muchos filtros variables si la frecuencia es variable.
• Dificultad de mantenimiento del ancho de banda de recepción
en el margen de frecuencias de recepción (selectividad variable
en función de la frecuencia de recepción).
• Posibilidad de oscilaciones por acoplamientos parásitos entre
entrada y salida, al operar todas las etapas de RF a la misma
frecuencia.
ATE-UO EC RX 04
Receptor homodino (IV)
Un receptor homodino es útil si:
• El demodulador es del tipo detector coherente.
• La banda de recepción es relativamente estrecha.
Antena
vpASK,
wpASK Amplificador
de RF
Detector coherente
Amplificador de
banda base
Filtro de
banda base
vmez
vf
Información
Filtro
de RF
vo(wOt)
wO  wpASK
pero wO  wpASK
Ejemplo: demodulación de radiotelegrafía al oído
(véase ATE-UO EC dem AM 33)
vpASK
vf
vmez
ATE-UO EC RX 05
Receptor homodino (V)
Otro ejemplo: demodulación de SSB (véase ATE-UO EC dem AM 19)
vpUSB,
wpUSB = wp+ Swm
Detector coherente
Antena
Filtro de
banda base
Amplificador
de RF
v
Amplificador de
banda base
f
Filtro
de RF
Información
vo(wOt)
Se sintoniza wo = wp
vpUSB
El filtro de banda base fija
la selectividad del receptor
vf
wp
wp+Swm
0
wO
0
0
Filtro de
banda base
Swm1
ATE-UO EC RX 06
vpUSB2
,
wpUSB2
vpUSB1
,
wpUSB1
Receptor homodino (VI)
Detector coherente
Antena
Amplificador
de RF
Filtro de
banda base
Amplificador de
banda base
v
f
Filtro
de RF
Información
vo(wOt)
Problema: dos señales de frecuencias cercanas
wp1
vpUSB1
wp2
0
vpUSB2
wp2+Swm2
wO
0
Señal no inteligible, que no se
puede filtrar en la entrada de RF.
vf
wp1+Swm1
0
Swm1
Filtro de
banda base
(wO-wp2-Swm2)
ATE-UO EC RX 07
Solución: uso de un detector
coherente con mezclador I/Q
Receptor homodino (VII)
vpUSB1,
wpUSB1
vpUSB2,
wpUSB2
Filtro de
banda base
Antena
vf1
Amplificador
de RF
vo(wOt)
p/2
Filtro
de RF
vf2
Detector coherente
con mezclador I/Q
0
-/+
vf2’
p/2
vpUSB1
vf
vpUSB2
wp2+Swm2
Información
Filtro de
banda base
wp1
wp2
Amplificador
de banda base
wO
wp1+Swm1
0
Filtro de
banda base
Swm1
ATE-UO EC RX 08
Ejemplo de esquema real de receptor homodino para 7 MHz
(obtenido del ARRL Handbook 2001)
Red de adaptación
de 7MHz
Filtro pasabajos de BF
Mezclador
Oscilador
Filtro pasabajos de BF
Amplificador de BF
Amplificador de BF
y filtro pasa-bajos
ATE-UO EC RX 09
Receptor reflex
Sólo tiene interés histórico
Filtro pasaaltos de RF
Antena
RF
Filtro
de RF
BF
RF
RF
BF
+
+
RF +BF
Demodulador
RF +BF
Etapa amplificadora
mixta de RF y de BF
BF
Filtro pasabajos de BF
BF
Amplificador
de BF
ATE-UO EC RX 10
Receptor regenerativo o a reacción
También sólo tiene interés histórico
Control de realimentación
(regeneración, reacción)
Demodulación como detector
coherente  realimentación
positiva con oscilación
Filtro pasabajos de BF
(opcional)
Antena
+
+
Filtro
de RF
Amplificador
de BF
Etapa de RF
Realimentación positiva 
alta ganancia, alta selectividad
ATE-UO EC RX 11
Demodulador
(opcional)
Demodulación con detector de pico 
realimentación positiva sin oscilación
Ejemplo de esquema real de receptor regenerativo para HF
(ejemplar de sep/oct. de 2000 de la revista QEX, escrito por Charles Kitchin)
Control de la
realimentación
Amplificador de RF
realimentado
Realimentación
y filtro de RF
Amplificador
de RF (previo)
ATE-UO EC RX 12
Filtro pasa-bajos de BF
Receptor superregenerativo o a superreacción
Tiene interés histórico y uso actual en productos de muy bajo coste:
• Juguetes
• Radiocontroles
Control de
realimentación
27 MHz
Antena
+
+
Filtro
de RF
27 MHz
Etapa de RF
Filtro pasabajos de BF
Amplificador
de BF
Bloqueo de
oscilaciones (≈100kHz)
100 kHz
Señal de BF
ATE-UO EC RX 13
Ejemplo de receptor superregenerativo para VHF
(ejemplar de sep/oct. de 2000 de la revista QEX, escrito por Charles Kitchin)
Realimentación
y filtro de RF
Control de la
realimentación
Amplificador de RF
realimentado
Filtro pasa-bajos de BF
ATE-UO EC RX 14
Receptor superheterodino de simple conversión (I)
Es el tipo de receptor de uso general
Antena
Filtro
de RF
Amplificador
de IF
Mezclador
Amplificador
de RF
Filtro
de IF
Amplificador
de BB
Demodulador
Información
Variable en función de
la frecuencia a recibir
Idea fundamental: convertir todas las frecuencias a recibir a una
constante llamada “Frecuencia Intermedia”. El mayor esfuerzo en
filtrado y amplificación en alta frecuencia se hace a la frecuencia
intermedia. La sintonía se lleva a cabo modificando la frecuencia del
oscilador (oscilador local) y del filtro.
ATE-UO EC RX 15
Receptor superheterodino de simple conversión (II)
fRF = 520 - 1630 kHz
0
fIF = 455 kHz
Antena
Filtro
de RF
Amplificador
de IF
Mezclador
Amplificador
de RF
Filtro
de IF
Amplificador
de BB
Gfiltro IF [dB]
-20
-40
Demodulador
Información
Variable en función de
la frecuencia a recibir
fosc = 975 - 2085 kHz
-60
400
f [kHz]
500
Ejemplo: Receptor de radiodifusión en OM (MF, modulación en AM)
fRF_min = 520 kHz y fRF_max = 1630 kHz
fIF = 455 kHz y DfIF = 10 kHz (usando filtro cerámico)
Elecciones posibles de fosc:
fosc = fRF + fIF (mejor en este ejemplo)
fosc = fRF - fIF
Cálculo fosc_min = 975 kHz y fosc_max = 2085 kHz
ATE-UO EC RX 16
Receptor superheterodino de simple conversión (III)
455 kHz
520 kHz
fRF
1630 kHz
0
455 kHz
fosc
975 kHz
f
2085 kHz
Ejemplo: Sintonía de una emisora de AM en 1 MHz
455 kHz
1MHz
1455 kHz
Señal 1MHz
0
f
455 kHz
Fuera de sintonía:
con oscilador a 1475
kHz
455 kHz
El filtro de IF fija
la selectividad
Señal 475 kHz
Señal 455 kHz
ATE-UO EC RX 17
Receptor superheterodino
de simple conversión (IV)
Filtro
de RF
Amplificador
de IF
Mezclador
Amplificador
de RF
Filtro
de IF
Ventajas del receptor superheterodino:
• La mayoría de los filtros de alta frecuencia trabajan a frecuencia
fija (a la frecuencia intermedia fIF).
• La selectividad la fija el filtro de frecuencia intermedia y es, por
tanto, fija.
• El cambio de frecuencia disminuye la posibilidad de oscilaciones
por acoplamientos parásitos entre entrada y salida.
Limitaciones del receptor superheterodino:
• Hay que cambiar simultáneamente la frecuencia del oscilador
local y del filtro de RF.
• Un nuevo problema: la influencia de la frecuencia imagen.
ATE-UO EC RX 18
Receptor superheterodino de simple conversión (V)
El problema de la frecuencia imagen en el ejemplo anterior,
sintonizando de una emisora de AM en 1 MHz
1MHz
455 kHz
0
1455 kHz
Señal 1910 kHz
f
455 kHz
1910 kHz - 1455 kHz = 455 kHz
La señal de 1910 kHz es también
amplificada por la etapa de IF
1430 kHz
520 kHz
455 kHz
455 kHz
Banda imagen
1630 kHz
fRF
0
455 kHz
ATE-UO EC RX 19
2540 kHz
975 kHz
fosc
f
2085 kHz
Receptor superheterodino de simple conversión (VI)
Generalización con mezclador
ideal: fIF = fant ± fosc,
siendo fant o bien fRF o bien fim
fant
Filtro
de RF
Mezclador
fIF
Amplificador
de IF
¡¡OJO!!:
El filtro de RF no suprime
completamente la fim
Amplificador
de RF
Filtro
de IF
fosc
Tres posibilidades de diseño:
1- Frecuencia intermedia diferencia, con el oscilador
“por debajo”( fRF > fosc): fIF = fRF - fosc  fosc = fRF - fIF
2- Frecuencia intermedia diferencia, con el oscilador
“por encima”( fRF < fosc): fIF = fosc - fRF  fosc = fRF + fIF
3- Frecuencia intermedia suma (poco habitual):
fIF = fRF + fosc  fosc = fIF - fRF
ATE-UO EC RX 20
Receptor superheterodino de simple conversión (VII)
Caso 1: fosc = fRF - fIF
Las posibles frecuencias a recibir se obtienen sustituyendo este
valor de fosc en la ecuación fIF = fant ± fosc y resolviéndola:
fIF = fant ± (fRF - fIF)  ± fIF = fant ± (fRF - fIF)
fIF = fant + fRF - fIF  fant = 2fIF - fRF  fant = fim = 2fIF – fRF
fIF = fant - fRF + fIF  fant = fRF
- fIF = fant + fRF - fIF  fant = - fRF
- fIF = fant - fRF + fIF  fant = fRF - 2fIF  fant = fim = fRF - 2fIF
fRF
fant =
Filtro
de RF
Mezclador
fim =fRF - 2fIF
Amplificador
de RF
ATE-UO EC RX 21
fIF
Filtro
de IF
fosc
Amplificador
de IF
Receptor superheterodino de simple conversión (VIII)
Caso 2: fosc = fRF + fIF
Las posibles frecuencias a recibir se obtienen sustituyendo este
valor de fosc en la ecuación fIF = fant ± fosc y resolviéndola:
fIF = fant ± (fRF + fIF)  ± fIF = fant ± (fRF + fIF)
fIF = fant + fRF + fIF  fant = - fRF
fIF = fant - fRF - fIF  fant = 2fIF + fRF  fant = fim = 2fIF + fRF
- fIF = fant + fRF + fIF  fant = - (2fIF + fRF)
- fIF = fant - fRF - fIF  fant = fRF
fRF
fant =
ATE-UO EC RX 22
fim = 2fIF + fRF
Filtro
de RF
Mezclador
Amplificador
de RF
fIF
Filtro
de IF
fosc
Amplificador
de IF
Receptor superheterodino de simple conversión (IX)
Caso 3: fosc = fIF - fRF
Las posibles frecuencias a recibir se obtienen sustituyendo este
valor de fosc en la ecuación fIF = fant ± fosc y resolviéndola:
fIF = fant ± (fIF - fRF)  ± fIF = fant ± (fIF - fRF)
fIF = fant + fIF - fRF  fant = fRF
fIF = fant - fIF + fRF  fant = 2fIF - fRF  fant = fim = 2fIF - fRF
-fIF = fant + fRF - fIF  fant = - fRF
- fIF = fant - fRF + fIF  fant = fRF - 2fIF
fRF
fant =
ATE-UO EC RX 23
fim = 2fIF - fRF
Filtro
de RF
Mezclador
Amplificador
de RF
fIF
Filtro
de IF
fosc
Amplificador
de IF
Receptor superheterodino de simple conversión (X)
Caso 1: fosc = fRF - fIF
Filtro
de RF
Mezclador
fIF
Amplificador
de IF
fRF
fant =
fim =fRF - 2fIF
Amplificador
de RF
Filtro
de IF
fosc
fim_min
Banda imagen
fRF_min
fim_max
fRF - fim = 2fIF
Banda deseada
Margen del oscilador
ATE-UO EC RX 24
fosc_min
fIF
fosc_max
fRF_max
f
Receptor superheterodino de simple conversión (XI)
Caso 2: fosc = fRF + fIF
Filtro
de RF
Mezclador
fIF
Amplificador
de IF
fRF
fant =
fim = 2fIF + fRF
Amplificador
de RF
Filtro
de IF
fosc
fim_min
fim - fRF = 2fIF
fim_max
Banda imagen
fRF_max
fRF_min
Banda deseada
f
fIF
Margen del oscilador
fosc_min
ATE-UO EC RX 25
fosc_max
Receptor superheterodino de simple conversión (XII)
Caso 3: fosc = fIF - fRF
Filtro
de RF
fRF
fant =
fim = 2fIF - fRF
Margen del
oscilador
fRF_min
fosc_min
Filtro
de IF
Amplificador
de RF
= fIF + fosc
fosc_min
Mezclador
Amplificador
de IF
fIF
fosc
fosc_max
fRF_max
fosc_min
Banda
deseada
fIF
fim_min = fIF + fosc_min
fim_min
fosc_min
fim_max
Banda
imagen
f
ATE-UO EC RX 26
Receptor superheterodino de simple conversión (XIII)
Ejemplo de circuito integrado para receptor de
radiodifusión en OM (MF, modulación en AM)
ATE-UO EC RX 27
Concepto de “rechazo a la frecuencia imagen”, IR,
en receptores superheterodinos
vfitro_RF(f) / vfitro_RF(fo) [dB]
0
-5
IR
-10
-15
-20
-25
-30
fRF
-35
fim
-40
0,5·fo
fo
1,5·fo
2·fo
2,5·fo
¿Cómo mejorar (aumentar) el IR?
ATE-UO EC RX 28
Métodos para mejorar el rechazo a la frecuencia
imagen en receptores superheterodinos
• Usar estructura de mezcladores con rechazo
de banda imagen (estructura I/Q)
• Usar un filtro de RF más agudo
• Separar más la frecuencia imagen
Mezcladores con rechazo de banda imagen (I)
Antena
Amplificador
de IF
vs
vo
-/+
p/2
p/2
vf2’
Filtro
de IF
ATE-UO EC RX 29
vmez
Mezcladores con rechazo
de banda imagen (II)
Antena
vo
wosc
want =
wRF
wim
vs
-/+
p/2
vmez’
p/2
vmez’’
Filtro
de IF
Amplificador
de IF
vmez = kVRFVo[cos(wRF + wosc)t + cos(wRF - wosc)t] + kVimVo[cos(wim + wosc)t +
cos(wim - wosc)t]
vmez’ = kVRFVo[cos[(wRF + wosc)t - p/2] + cos[(wRF - wosc)t + p/2]] +
kVimVo[cos[(wim + wosc)t - p/2] + cos[(wim - wosc)t + p/2]]
wRF + wosc = 2wRF - wIF  wIF >0
wRF - wosc = wIF
Diseño Caso 1: wosc = wRF - wIF 
wim + wosc= 2wRF - 3wIF  wIF >0
(Con wRF > 2wIF)
wim - wosc = - wIF
ATE-UO EC RX 30
vmez
Mezcladores con rechazo
de banda imagen (III)
Antena
vo
wosc
w ant =
w RF
w im
vs
-/+
p/2
vmez ’
p/2
vmez ’’
Filtro
de IF
vsIF
Amplificador
de IF
vmez = kVRFVo[cos(wRF + wosc)t + cos(wRF - wosc)t] +
kVimVo[cos(wim + wosc)t + cos(wim - wosc)t]
Ahora hay que retrasar p/2 , pero:
¡¡¡OJO!!! Retrasar p/2 un coseno es restar p/2 sólo si la fase es positiva
vmez’ = kVRFVo[cos[(wRF + wosc)t - p/2] + cos[(wRF - wosc)t + p/2]] +
kVimVo[cos[(wim + wosc)t - p/2] + cos[(wim - wosc)t + p/2]]
cos[(wosc - wim)t - p/2]]
vmez’’ = kVRFVo[cos[(wRF + wosc)t - p] + cos(wRF - wosc)t] + kVimVo[cos[(wim
+ wosc)t - p] + cos[(wosc - wim)t - p]] = kVRFVo[- cos(wRF + wosc)t + cos(wRF
- wosc)t] + kVimVo[- cos(wim + wosc)t - cos(wosc - wim)t]
vs+ = 2kVoVRFcos(wRF – wosc)t  vsIF = 2kVoVRFcoswIFt
Muy interesante, sobre todo si wRF >> wIF
ATE-UO EC RX 31
vmez
vsIF
Antena
vo
wosc
w ant =
w RF
vs
-/+
p/2
w im
vmez ’
p/2
Mezcladores con rechazo
de banda imagen (IV)
vmez ’’
Filtro
de IF
Amplificador
de IF
Diseño Caso 2: wosc = wRF + wIF 
wRF + wosc = 2wRF + wIF  wIF > 0
wRF - wosc = - wIF
wim + wosc = 2wRF + 3wIF  wIF > 0
wim - wosc = wIF
vmez = kVRFVo[cos(wRF + wosc)t + cos(wRF - wosc)t] + kVimVo[cos(wim + wosc)t + cos(wim - wosc)t]
cos[(wosc - wRF)t - p/2]]
vmez’ = kVRFVo[cos[(wRF + wosc)t - p/2] + cos[(wRF - wosc)t + p/2]] + kVimVo[cos[(wim
+ wosc)t - p/2] + cos[(wim - wosc)t + p/2]]
vmez’’ = kVRFVo[cos[(wRF + wosc)t - p] + cos[(wosc - wRF)t - p] + kVimVo[cos[(wim +
wosc)t - p] + cos[(wosc - wim)t]] = kVRFVo[- cos(wRF + wosc)t - cos(wosc - wRF)t] +
kVimVo[- cos(wim + wosc)t + cos(wosc - wim)t]
vs- = 2kVRFVo[cos(wRF + wosc)t + cos(wosc - wRF)t] + 2kVimVocos(wim + wosc)t
 vsIF = 2kVoVRFcos(wosc - wRF)t = 2kVoVRFcoswIFt
Poco usada
ATE-UO EC RX 32
vmez
vsIF
Antena
vo
wosc
w ant =
w RF
w im
vs
-/+
p/2
vmez ’
p/2
Mezcladores con rechazo
de banda imagen (V)
vmez ’’
Filtro
de IF
Diseño Caso 3: wosc = wIF - wRF 
(Con wRF > wosc)
Amplificador
de IF
wRF + wosc = wIF
wRF - wosc = 2wRF - wIF  wIF >0
wim + wosc = 3wIF - 2wRF  wIF >0
wim - wosc = wIF
vmez = kVRFVo[cos(wRF + wosc)t + cos(wRF - wosc)t] + kVimVo[cos(wim + wosc)t + cos(wim - wosc)t]
vmez’ = kVRFVo[cos[(wRF + wosc)t - p/2] + cos[(wRF - wosc)t + p/2]] + kVimVo[cos[(wim
+ wosc)t - p/2] + cos[(wim - wosc)t + p/2]]
vmez’’ = kVRFVo[cos[(wRF + wosc)t - p] + cos[(wRF - wosc)t] + kVimVo[cos[(wim + wosc)t
- p] + cos[(wim - wosc)t]] = kVRFVo[- cos(wRF + wosc)t + cos(wRF - wosc)t] + kVimVo[cos(wim + wosc)t + cos(wim - wosc)t]
vs- = 2kVRFVocos(wRF + wosc)t + 2kVimVocos(wim + wosc)t 
vsIF = 2kVoVRFcos(wRF + wosc)t = 2kVoVRFcoswIFt
ATE-UO EC RX 33
Muy costosa, por ser wIF muy alta
Mezcladores con rechazo de banda imagen (VI)
Realización real en un diseño “Caso 1” con wRF > 2wIF (wosc = wRF - wIF):
vf1
vmez
Antena
Filtro
de IF
+
vo, wosc
want =
wRF
wim
p/2
vmez’
vs
+
Filtro
de IF
vf2
p/2
vf2’
Amplificador
de IF
wRF + wosc  wIF
wRF - wosc = wIF
wim + wosc  wIF
wim - wosc = - wIF
vmez = kVRFVo[cos(wRF + wosc)t + cos(wRF - wosc)t] + kVimVo[cos(wim + wosc)t +
cos(wim - wosc)t]
 vf1 = kVRFVocoswIFt + kVimVocoswIFt
De igual forma: vf2 = kVRFVocos(wIFt + p/2) + kVimVocos(wIFt - p/2)
vf2’ = kVRFVocoswIFt - kVimVocoswIFt
vs = 2kVoVRFcoswIFt
ATE-UO EC RX 34
Mezcladores con rechazo de banda imagen (VII)
Ejemplo de circuito integrado para transceptor con receptor
con mezcladores I/Q
ATE-UO EC RX 35
Uso de un filtro de RF más agudo para mejorar el
vfitro_RF(f) / vfitro_RF(fo) [dB] rechazo a la frecuencia imagen (I)
0
-5
IR
-10
• Fácil de conseguir si fRF cambia
relativamente poco.
IR’
-15
• Se pueden usar varios circuitos
resonantes o “SAWs” (en UHF o VHF)
-20
-25
-30
fRF
-35
-40
0,5fo
fo
fim
1,5fo
2fo
2,5fo
• En caso contrario, hay que usar
condensadores variables de varias
secciones o varios diodos varicap.
Al amplificador
de RF
Oscilador
local
Condensador
variable de tres secciones
Control del oscilador local
ATE-UO EC RX 36
Uso de un filtro de RF más
agudo para mejorar el rechazo
a la frecuencia imagen (II)
+ Vcc
Al mezclador
G
D
S
Oscilador
local
Control del
oscilador local
G
D
S
Oscilador
local
Control con
diodos varicap
ATE-UO EC RX 37
Aumento de la diferencia entre fRF y fim para
mejorar el rechazo a la frecuencia imagen (I)
vfitro_RF(f) / vfitro_RF(fo) [dB]
0
-5
IR
-10
IR’
-15
-20
-25
-30
fRF
-35
-40
0,5fo
fo
fim’
fim
1,5fo
2fo
¿Cómo se puede aumentar la
diferencia entre fRF y fim?
Con una elección adecuada de
fIF (en general, aumentándola)
2,5fo
Diseño Caso 1 (fosc = fRF - fIF): fim =fRF - 2fIF; con fRF > 2fIF  fRF - fim = 2fIF
 crece con fIF
Diseño Caso 2 (fosc = fRF + fIF): fim = 2fIF + fRF  fim - fRF = 2fIF  crece con fIF
Diseño Caso 3 (fosc = fIF - fRF): fim = 2fIF - fRF  fim - fRF = 2(fIF - fRF) 
crece con fIF
ATE-UO EC RX 38
Aumento de la diferencia entre fRF y fim para
mejorar el rechazo a la frecuencia imagen (II)
Problema: la selectividad del receptor es fijada por la del filtro de IF.
Si aumenta fIF aumenta su ancho de banda (para igual Q) y, por tanto,
disminuye la selectividad del receptor. Para solucionar este problema
hay dos soluciones posibles:
• Usar filtros de más calidad (filtros a cristal en vez de cerámicos)
• Usar una estructura de conversión múltiple (doble o triple)
Ejemplos de receptores de conversión
simple reales y sus filtros de IF (I)
Ejemplo 1: Receptor de radiodifusión en OM (MF, modulación en AM)
fRF_min = 520 kHz, fRF_max = 1630 kHz, fIF = 455 kHz, DfIF = 10 kHz
(usando filtro cerámico), fosc_min = 975 kHz y fosc_max = 2085 kHz
(Diseño “Caso2”)
ATE-UO EC RX 39
Ejemplos de receptores de conversión
simple reales y sus filtros de IF (II)
Ejemplo 2: Receptor de radiodifusión en FM (VHF, modulación en FM de
banda ancha)
fRF_min = 87,5 MHz, fRF_max = 108 MHz, fIF = 10,7 MHz, DfIF = 250 kHz
(usando filtro cerámico), fosc_min = 98,2 MHz y fosc_max = 118,7 MHz
(Diseño “Caso2”)
Tecnología analógica
87,5 - 108 MHz,
10,7 MHz
RF
IF
AFC
Sintonía
98,2 - 118,7 MHz
DEM
BF
Demodulador de
cuadratura
Para estabilizar la frecuencia
del oscilador local
ATE-UO EC RX 40
Ejemplos de receptores de conversión
simple reales y sus filtros de IF (III)
Ejemplo 2 con tecnología digital (sintonía sintetizada con PLL)
87,5 - 108 MHz,
10,7 MHz
RF
IF
98,2118,7
MHz
DEM
BF
 NF1
Demodulador
de cuadratura
 Np
mC
DF+F
Sintonía
digital
 NF2
PLL 50 kHz
ATE-UO EC RX 41
Ejemplos de receptores de conversión
simple reales y sus filtros de IF (IV)
Ejemplo 3: Receptor de radiodifusión en OC (HF, modulación en AM) de varias
bandas estrechas:
fIF = 455 kHz, DfIF = 10 kHz (usando filtro cerámico), diseño “Caso2”.
fRF1 = 5,9 - 6,2 MHz  fosc1_min = 6,355 MHz, fosc1_max = 6,655 MHz
fRF2 = 7,2 - 7,45 MHz  fosc2_min = 7,655 MHz, fosc2_max = 7,905 MHz
fRF3 = 13,57 - 13,87 MHz  fosc3_min = 14,025 MHz, fosc3_max = 14,325 MHz
5,9 - 6,2 MHz
7,2 - 7,45 MHz
13,57 - 13,87 MHz
RF
Tecnología analógica
455 kHz
IF
BF
AGC
Conmutación
de bandas
Sintonía
6,355 - 6,655 MHz
7,655 - 7,905 MHz
14,025 - 14,325 MHz
ATE-UO EC RX 42
Ejemplos de receptores de conversión
simple reales y sus filtros de IF (V)
Ejemplo 4: Receptor de radioaficionado de la banda de 20 m (HF, modulación
en USB):
fRF_min = 14 MHz, fRF_max = 14,35 MHz, fIF = 9 MHz, DfIF = 2,5 kHz (usando filtro a
cristal de 8 polos), fosc_min ≈ 5 MHz y fosc_max ≈ 5,35 MHz (diseño “Caso1”)
Tecnología analógica
14 - 14,35 MHz
20 - 2500 Hz
9 MHz
RF
IF
5,00127 5,35127 MHz
8,99873 MHz
Sintonía
Suficientemente estable,
al ser bastante baja
BF
AGC
8,99875
8,99873 MHz
9,125 MHz
ATE-UO EC RX 43
Ejemplos de receptores de conversión
simple reales y sus filtros de IF (VI)
Ejemplo 5: Receptor de comunicaciones de frecuencia fija en la banda
de 70 cm (UHF, modulación en FM de banda estrecha). Práctica nº 6:
fRF ≈ 410 MHz, fIF = 10,7 MHz, DfIF = 15 kHz (usando dos filtros a cristal),
fosc ≈ 400 MHz (diseño “Caso1”)
Tecnología analógica
≈ 410 MHz
10,7 MHz
RF
Demodulador de
cuadratura
10,7 MHz
IF
DEM
IF
BF
cristal
≈ 400 MHz
x9
≈ 44,4 MHz
Squelch
ATE-UO EC RX 44
Receptor superheterodino de doble conversión (I)
fRF
fIF2 < fIF1
fIF1
RF
fosc1
BF
2ªIF
1ªIF
fosc2
Dos frecuencias intermedias:
• La primera frecuencia intermedia, fIF1, se elige
relativamente alta para conseguir buen rechazo a la
frecuencia imagen.
• La segunda frecuencia intermedia, fIF2, se elige
relativamente baja para obtener una buena selectividad.
La solución se puede generalizar a más conversiones
ATE-UO EC RX 45
Receptor superheterodino de doble conversión (II)
Posibilidades:
1ª. Primer oscilador variable y primera IF constante
fRF_min - fRF_max
fIF2 < fIF1
fIF1
RF
fosc1_min
fosc1_max
BF
2ªIF
1ªIF
fosc2
Sintonía
• Mejor solución si el margen de variación de fRF es grande.
• El oscilador de más alta frecuencia es el variable (posibles
problemas de estabilidad térmica).
ATE-UO EC RX 46
Receptor superheterodino de doble conversión (III)
2ª. Primer oscilador constante y primera IF variable
fRF_min - fRF_max
fIF1-min - fIF1-max
RF
1ªIF
fIF2 < fIF1
BF
2ªIF
fosc1
Sintonía
fosc2_min - fosc2_max
• El oscilador de más alta frecuencia es de frecuencia fija
(mejor desde el punto de vista de la estabilidad térmica).
• Solución sólo adecuada si el margen de variación de fRF es
pequeño. En caso contrario, existen problemas con el ruido,
debidos a la banda relativamente ancha de los amplificadores
de RF y 1ª IF.
ATE-UO EC RX 47
Ejemplos de receptores de doble conversión reales (I)
Ejemplo 6: Receptor de radioaficionado de la banda de 2 m (VHF, modulación
en FM de banda estrecha):
fRF_min = 144 MHz, fRF_max = 146 MHz, fIF1 = 10,7 MHz (filtro cerámico), fIF2 = 455
kHz (filtro cerámico), DfIF2 = 15 kHz, fosc1_min = 154,7 MHz y fosc1_max = 156,7 MHz
(con PLL), fosc2 = 10,245 MHz (diseño “Caso 2”en la primera conversión y
“Caso 1”en la segunda conversión )
144 - 146 MHz
455 kHz
10,7 MHz
RF
IF
IF
154,7-156,7 MHz
 NF1
 Np
DF+F
PLL 5 kHz
DEM
10,245 MHz
mC
BF
Demodulador
de cuadratura
Sintonía
digital
 NF2
ATE-UO EC RX 48
Ejemplos de receptores de doble conversión reales (II)
Ejemplo 7: Receptor de teléfono inalámbrico (VHF,
modulación en FM de banda estrecha):
fRF = 40,7 MHz, fIF1 = 10,7 MHz (filtro cerámico), fIF2 = 455
kHz (filtro cerámico), DfIF2 = 15 kHz, fosc1 = 30 MHz, fosc2 =
10,245 MHz (diseño “Caso 1”en ambas conversiones )
40,7 MHz
RF
455 kHz
10,7 MHz
IF
30 MHz
IF
10,245 MHz
DEM
BF
Demodulador
de cuadratura
ATE-UO EC RX 49
Ejemplos de receptores de doble conversión reales (III)
Ejemplo 7: realización práctica con un circuito integrado MC13135
ATE-UO EC RX 50
Elección de los valores de las frecuencias intermedias de
un receptor superheterodino
Criterios:
• Evaluar los valores necesarios de selectividad y rechazo a frecuencia
imagen. Teniendo en cuenta el coste, decidir la estructura de conversión y
el tipo de filtro de IF a usar.
• Evitar que la frecuencia intermedia coincida con una de las posibles del
oscilador local. En caso contrario y como el mezclador no es ideal, la señal
del oscilador entrará en el amplificador de IF y provocará su saturación.
• Evitar que la frecuencia intermedia coincida con uno de los posibles
armónicos de las posibles frecuencias del oscilador local. Las razones son
las mismas que en el caso anterior.
• Evitar coincidencia entre una de las posibles frecuencias de RF y la
frecuencia de IF. En caso contrario y en un diseño “Caso 1”, el oscilador
llegaría a frecuencia 0. En un diseño “Caso 2” y como el mezclador no es
ideal, las señales de mezcla y la de entrada pueden tener problemas de
fase. Además podría haber oscilaciones parásitas por coincidencia de
frecuencias entre entrada y salida.
• Intentar usar frecuencias normalizadas por los fabricantes de filtros
piezoeléctricos.
ATE-UO EC RX 51
Comportamiento no ideal del mezclador y del oscilador
Hasta aquí se ha supuesto que la salida del mezclador era ideal:
fIF = fant ± fosc. En estas condiciones, la única señal interferente es la
frecuencia imagen.
Sin embargo, los mezcladores no son ideales, generando a su salida:
fIF = m·fant ± n·fosc. Por tanto, la solución de esta ecuación da origen
a más posibles señales que generan interferencias (espúreos). La
ecuación anterior de puede poner como:
fant/fosc = n/m ± fIF/(fosc·m).
Para evitar lo más posibles la generación de espúreos:
• La señal del oscilador local debe ser muy senoidal (pocos
armónicos) y de la amplitud adecuada.
• El mezclador debe ser lo más ideal posible (doblemente equilibrado).
• Se debe disminuir la ganancia del amplificador de RF cuando hay
señales adyacentes fuertes  concepto de modulación cruzada.
ATE-UO EC RX 52
Concepto de modulación cruzada
Una señal muy fuerte en un canal adyacente provoca un
funcionamiento “no cuadrático” del mezclador, diseñado para trabajar
correctamente con señales más débiles. Esto hace posible la
recepción de señales interferentes de la forma fant = fosc·n/m ± fIF/m.
La solución es bajar la ganancia de RF.
fRF1 (deseada)
fRF3 (indeseada)
fRF2 (indeseada y muy fuerte)
fIF = m·fant ± n·fosc
Filtro
de RF
RF
fRF4 (indeseada)
Sin fRF2 se procesa sólo fRF1
Con fRF2 se procesan fRF1, fRF3 y fRF4
Filtro
de IF
ATE-UO EC RX 53
Subsistemas de control en receptores
AGC
• El control automático de ganancia (AGC o CAG)
• El control automático de frecuencia (AFC o CAF)
• El silenciador o “squelch”
Disminuye la ganancia de las etapas en función de la amplitud de las señales.
Es muy fácil de realizar en AM y difícil (pero necesario) en DSB y SSB. A veces
no se usa en FM.
RF
AGC en un receptor de AM
BF
IF
AGC
Línea de AGC
ATE-UO EC RX 54
El control automático de frecuencia (AFC o CAF)
Se utiliza en receptores de radiodifusión de FM. Corrige las variaciones de
frecuencia indeseadas que se producen en el oscilador local. Para ello se
usa la componente de continua de la salida del demodulador.
Demodulador de
cuadratura
RF
IF
DEM
BF
-
Sintonía
+
uDEM
AFC
uDEM_CC
0
ATE-UO EC RX 55
fIF
El silenciador o “squelch”
Se utiliza en receptores de transmisiones en VHF y UHF moduladas en FM.
Silencia el amplificador de audio cuando no hay señal de RF para evitar el
“soplido” o ruido de fondo, con objeto de evitar las molestias que causa y
para ahorrar consumo.
Demodulador de
cuadratura
RF
IF
Se detecta la presencia del “soplido” por filtrado
“pasa altos” y detección de pico. Si existe soplido,
se silencia el amplificador de baja frecuencia. Si
existe señal de RF entonces no existe el soplido y,
por tanto, no se silencia el amplificador de baja
frecuencia. El filtro “pasa-altos” no debe dejar
pasar las señales de la frecuencia de la
moduladora.
DEM
BF
Squelch
ATE-UO EC RX 56
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